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[導(dǎo)讀]1UCC3858設(shè)計(jì)特點(diǎn)高效率、高功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器UCC3858是Unitrode公司新推出的PFC功率因數(shù)校正器產(chǎn)品。有關(guān)UCC3858的內(nèi)部功能框圖見圖1,其主要設(shè)計(jì)特點(diǎn)是:可調(diào)整的PWM脈寬調(diào)制頻率折反、使輕載時(shí)有較高的效率;前沿脈

1UCC3858設(shè)計(jì)特點(diǎn)

高效率、高功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器UCC3858是Unitrode公司新推出的PFC功率因數(shù)校正器產(chǎn)品。有關(guān)UCC3858的內(nèi)部功能框圖見圖1,其主要設(shè)計(jì)特點(diǎn)是:

可調(diào)整的PWM脈寬調(diào)制頻率折反、使輕載時(shí)有較高的效率;前沿脈寬調(diào)制以減小輸出電容的紋波電流;控制BoostPWM使功率因數(shù)接近1?0;在世界通用的供電電壓范圍工作均無需設(shè)量程開關(guān);正確的功率限制;可同步的振蕩器;100μA的電源起動電流;低功耗的BCDMOS工藝;工作電壓范圍12V~18V。

UCC3858提供了有源功率因數(shù)校正預(yù)調(diào)節(jié)器所需要的全部功能,以滿足在低功率工作時(shí)要求的高效率。該控制器采用平均電流型控制,通過整形交流電網(wǎng)輸入的線電流波形,使之與交流輸入線電壓波形一致,達(dá)到接近1?0的功率因數(shù)。

UCC3858的工作與原先設(shè)計(jì)的Unitrode?PFC電路十分相似,并具有使輕載工作時(shí)的Boost變換器有較高效率的附加特性,即在電壓誤差放大器的輸出電平,下降到低于用戶預(yù)置的、顯示輕載的可調(diào)整電平時(shí),通過按反比例線性地調(diào)節(jié)PWM頻率來實(shí)現(xiàn)。通過減小CT斜坡脈沖(它與輸出功率成比例)充電電流、并增加滯后時(shí)間,脈寬調(diào)制頻率則按反比例變化。當(dāng)負(fù)載變化阻滯時(shí),也有一個(gè)瞬時(shí)的復(fù)位輸入信號,能快速改變折反模式的IC輸出。

UCC3858采用的PWM脈寬調(diào)制技術(shù)是前沿調(diào)制。當(dāng)在順向變換器上同時(shí)采用較常規(guī)的后沿調(diào)制時(shí),該方案有利于減小大容量存儲電容器上的紋波電流。振蕩器被設(shè)計(jì)為易與順向變換器同步。一個(gè)簡單的同步方案可通過把順向變換器的PWM輸出端與“SYNC”腳連接在一起而實(shí)現(xiàn)。

該控制器的改進(jìn)包括:一個(gè)用于輸入線電壓RMS的峰值檢波器;IC內(nèi)部集成的過流關(guān)閉和過壓關(guān)閉電路;以及重要的、更低的靜態(tài)工作電流。峰值檢波器消除了用于RMS檢測的外部雙極點(diǎn)低通濾波器。這就簡化了變換器的設(shè)計(jì),對改進(jìn)輸入線電壓的瞬態(tài)響應(yīng)提高了近6倍。

電流信號是從電流誤差放大器的輸入端提取,以供給逐周的峰值電流限制。采用Unitrode的BCDMOS工藝達(dá)到低起動電流和工作電流,它簡化了自饋電供電設(shè)計(jì),使控制電路損耗降至最小。設(shè)置跨導(dǎo)電壓誤差放大器,考慮了對IC內(nèi)部過壓保護(hù)的輸出電壓檢測。

圖1UCC3858內(nèi)部功能框圖(原圖未做格式處理)

附加的特性還包括:用于可靠的離線式起動的欠壓鎖定;一個(gè)精密的7?5V基準(zhǔn)參考電壓;一個(gè)精密的RMS檢測和信號限定電路。芯片關(guān)閉可由“FBL”腳電平低于0?5V來實(shí)現(xiàn)。UCC3858的外部引腳安排見圖2。

2UCC3858的電氣參數(shù)與極限值

2?1最大使用極限值

(1)電源電壓VDD18V;

(2)柵極驅(qū)動電流連續(xù)值0?2A,脈沖值0.5A;

(3)輸入電流IAC200mA;

(4)功耗1W;

(5)存儲溫度-65℃~+150℃;

(6)結(jié)溫-55℃~+150℃;

(7)引腳溫度(10s焊接)+300℃;

(8)模擬輸入的最大強(qiáng)迫電壓-0.3V~11V。

2?2UCC3858的電氣參數(shù)

除非另有說明,一般性應(yīng)用時(shí)UCC3858均在TA=0℃~70℃,并且有:

VVDD=12V,RT=24k,CT=330pF,RFBM=96k,

IIAC=100μA,TA=TJ。

UCC3858的電氣參數(shù)見表1。

3UCC3858各引腳功能概述

CA?(5腳):電流放大器的反相輸入端。該輸入端與非反相輸入端“MOUT”保留接地功能。

CAO(6腳):電流放大器的輸出端,即一個(gè)寬帶放大器的輸出端。該放大器檢測電網(wǎng)電流,并控制脈寬調(diào)制器(PWM)迫使其成為正確的電流波形。當(dāng)有必要時(shí),該輸出端可關(guān)閉振幅接地,允許PWM為強(qiáng)迫零占空比。

CRMS(2腳):接RMS電壓測量電容器。接在CRMS與GND地端的電容器,能平均半個(gè)周期內(nèi)的交流電網(wǎng)電壓。IAC電流的鏡象值在IC內(nèi)部為CRMS提供充電電流。

CT(12腳):接振蕩器的定時(shí)電容器。由CT接地(GND)的電容器,將設(shè)置PWM自由振蕩器的頻率,

圖2UCC3858外部引腳安排

參數(shù) 測試條件 最小 典型 最大 單位
整體
電源電流(截止時(shí)) VCAO,VVAO=0V,VDD=UVLO-0.3V   100 250 μA
電源電流(導(dǎo)通時(shí)) FBL=0V 2 3.5 5 mA
VDD導(dǎo)通門限電平   12 13.5 15.5 V
VDD截止門限電平     10   V
UVLO滯后電壓   3.2 3.5 3.8 V
電壓放大器
輸入電壓 TA=25℃ 2.95 3 3.05 V
過壓保護(hù) 高于VA-輸入電壓的值 0.12 0.14 0.16 V
VA-偏置電流     -0.5 -1 μA
開環(huán)增益 VOUT=2V~5V 45 50   dB
VAO高電平 Load=-25μA 5.7 6 6.3 V
VAO低電平 Load=25μA   0.3 0.5 V
輸出源極電流 VVA-=2.8V     -50 μA
輸出變換電流 VVA-=3.2V 50     μA
跨導(dǎo) IOUT=±50μA 400 600 1000 μS
電流放大器
輸入失調(diào)電壓 VCM=0V,VCAO=3V -3 0 3 mV
輸入偏置電流 VCM=0V,VCAO=3V -6.5 -5   μA
輸入失調(diào)電流 VCM=0V,VCAO=3V -0.5 0.0 0.5 μA
開環(huán)增益 VCM=0V,VCAO=2V~5V 80 90   dB
CMRR VCM=0V~1.5V,VCAO=3V 65 80   dB
CAO高電平 VCA-=0V,VMOUT=1V,IL=-50μA 6.5 7 7.5 V
CAO低電平 VCA-=1V,VMOUT=0V,IL=1mA   0.2 0.3 V
最大輸出源極電流   -130 -150   μA
電壓基準(zhǔn)參考
輸出電壓 IREF=0mA,TA=25℃ 7.313 7.5 7.688 V
過熱時(shí),UCC3858 7.294 7.5 7.707 V
過熱時(shí),UCC2858,UCC1858 7.239 7.5 7.762 V
負(fù)載調(diào)節(jié)率 IREF=0mA~2mA   3 5 mV
電網(wǎng)調(diào)節(jié)率 VDD=12V~16V   30   mV
短路電流 VREF=0V   35 50 mA
振蕩器
初始精度 TA=25℃ 90 100 110 kHz
電壓穩(wěn)定度 VDD=12V~16V     1
總變化 電網(wǎng)、溫度均變化時(shí) 80   120 kHz
斜坡幅度(p?p) 振蕩器自由振蕩時(shí),VAO=5.5V 3.3 3.5 3.7 V
斜坡峰值電壓 振蕩器自由振蕩時(shí),VAO=5.5V 4.4 4.6 4.8 V
峰值電流限制
峰值門限電壓 (VCA-)-VMOUT 350 450 550 mV
峰值滯后電壓     100 200 mV
峰值傳播延遲時(shí)間     1   μs
乘法器
高電網(wǎng)低功耗時(shí) IAC=100μA,VCRMS=3.5V,VAOUT=1.25V   1   μA
高電網(wǎng)高功耗時(shí) IAC=100μA,VCRMS=3.5V,VAOUT=5.5V   15   μA
低電網(wǎng)低功耗時(shí) IAC=20μA,VCRMS=0.75V,VAOUT=1.25V   4   μA
低電網(wǎng)高功耗時(shí) IAC=20μA,VCRMS=0.75V,VAOUT=5.5V   64   μA
IAC限制時(shí) IAC=20μA,VCRMS=0.4V,VAOUT=5.5V   64   μA
增益常數(shù) IAC=100μA,VCRMS=3.5V,VAOUT=5.5V   2.5   1/V
零電流 IAC=20μA,VCRMS=0.75V,VAOUT=5.5V   0   μA
IAC=100μA,VCRMS=3.5V,VAOUT=5.5V   0   μA
功耗限制(VCRMS·IMO) IAC=20μA,VCRMS=0.75V,VAOUT=5.5V   45   μW
PWM頻率折反
FBL輸入電流   -500 -100   nA
FBL無輸出時(shí)     0.5   V
折反最小頻率 RFBM=100k   25 30 kHz
折反無效     1.5 1.75 V
柵極驅(qū)動器
拉高電阻 IOUT=100mA   7   Ω
拉低電阻 IOUT=-100mA   3.5   Ω
輸出上升時(shí)間 CLOAD=1nF,RS=10Ω   25   ns
輸出下降時(shí)間 CLOAD=1nF,RS=10Ω   20   ns

它可按f=0.814/RT·CT給出。 [!--empirenews.page--]

FBL(9腳):頻率折反電平選擇。在頻率折反開始時(shí),選擇電壓誤差放大器的輸出電平。關(guān)閉芯片工作可通過讓“FBL”折反電平腳低于0?5V來實(shí)現(xiàn)。

FBM(11腳):最小頻率基準(zhǔn)值。用一只電阻器接在該腳與VREF端之間,即可在折反模式期間設(shè)置最小的頻率值。一旦確定了RT和CT的數(shù)值,就可用下式來求出RFBM的數(shù)值:

RFBM=〔0.857/(CT·fmin)-RT〕

該電阻將把最小折反頻率調(diào)節(jié)到fmin。該腳也合并了一種讓折反無效的功能:當(dāng)負(fù)載變化阻滯時(shí),它能使該部分電路快速回復(fù)到正常的工作狀態(tài)。在折反無效模式時(shí),會迫使該腳低于1?5V,此時(shí)集電極開路。

GND(16腳):接地端。所有的電壓測量都是相對于地線(零電平)為準(zhǔn)。VDD和VREF應(yīng)選用一只0?1μF或較大的陶瓷電容器直接對地旁路。另外定時(shí)電容器的放電電流也返回該腳,所以由CT接地的引線應(yīng)盡可能短并走直線。

IAC(1腳):輸入交流電流。該腳輸入到模擬乘法器的是一個(gè)電流信號。乘法器設(shè)計(jì)的使該電流輸入(IIAC)到MOUT(輸出端)的失真很小。還需要一些對地旁路的噪聲濾波電容(<470pF)。

MOUT(3腳):乘法器輸出端。模擬乘法器的輸出端和電流放大器的同相輸入端被一起接到該MOUT腳。因乘法器的輸出是電流信號,該腳具有高阻抗輸入,所以放大器可構(gòu)成一個(gè)差分放大器以抑制地線噪聲。該腳電壓也用于實(shí)現(xiàn)峰值電流限制。

OUT(15腳):柵極驅(qū)動輸出端。PWM的輸出是一個(gè)圖騰柱式MOSFET柵極驅(qū)動器。建議柵極串聯(lián)電阻器(最小5Ω),以防止柵極阻抗與輸出驅(qū)動器之間的相互影響,它可能引起柵極驅(qū)動的極度過沖。

RT(13腳):振蕩器的定時(shí)電阻器。從RT接地的電阻器用于確定振蕩器的放電電流。

SYNC(10腳):振蕩器的同步輸入端。在DC/DC變換級讓PFC同步于一后沿調(diào)制器。同步脈沖產(chǎn)生于順向調(diào)節(jié)器的正極性輸出沿,并施加在該腳。IC內(nèi)部時(shí)鐘被復(fù)位在該同步輸入的上升沿(充電升高時(shí))。

VA?(7腳):電壓放大器的反相輸入端。通常該腳經(jīng)一個(gè)分壓器網(wǎng)絡(luò)接到Boost變換器的輸出端。該腳也是過壓比較器的輸入,如果該腳的電壓超過3?15V,那么比較器的輸出則被終止。

VAO(8腳):電壓放大器的輸出端。跨導(dǎo)放大器的輸出可調(diào)節(jié)輸出電壓。電壓放大器的輸出在IC內(nèi)部被限制在約6V,以限制功率。它也被用于確定頻率折反模式。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)由該腳接地。

VDD(14腳):正極性電源電壓。在正常工作時(shí)的電壓值為13V~17V,它接到一個(gè)穩(wěn)壓電源(最小提供20mA)。將VDD直接對地旁路,以便吸收電源電流尖峰,它是在對外部MOSFET柵極電容充電時(shí)所需要的。為了防止不恰當(dāng)?shù)臇艠O驅(qū)動信號,只有當(dāng)VVDD超過較高的欠壓閉鎖門限電壓并維持高于較低的門限電平,輸出器件才能輸出信號。

VREF(4腳):基準(zhǔn)參考電壓端。VREF是一個(gè)精密的7?5V電壓基準(zhǔn)輸出端。該輸出能提供10mA給周圍的電路,并由內(nèi)部限制短路電流。當(dāng)VVDD過低時(shí),將使VREF無效,并維持在0V。為了最佳的穩(wěn)定性,用一只0?1μF或較大的陶瓷電容器將VREF對地旁路。

4UCC3858的應(yīng)用與電路分析

UCC3858的典型外圍應(yīng)用電路如圖3所示。它設(shè)計(jì)在低的適中功率應(yīng)用場合時(shí),使功率因數(shù)校正Boost變換器的性能達(dá)到最優(yōu)化,特別是在輕負(fù)載時(shí)的效率高是關(guān)鍵性的。而UCC3858的基本電路結(jié)構(gòu),仍類似于工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的UC3854系列控制器,但增加了幾個(gè)不同的特性。

圖3所示的典型應(yīng)用電路表明了怎樣用順向變換器來獲得最佳性能。

(1)芯片的偏置電源和起動

采用Unitrode的BCDMOS工藝來制作UCC3858是為了實(shí)現(xiàn)最小的電源起動電流(典型值60μA)和電源工作電流(典型值3.5mA)。這導(dǎo)致了有重要意義的較低功耗,可用小功率的充電電阻器來起動IC,增加了輕載時(shí)的系統(tǒng)效率。較低的電源電流,配合寬的欠壓鎖定滯后(13?75V導(dǎo)通,10V截止),提供既有相同起動又有自饋電供電的工作時(shí)機(jī),如圖3所示。

(2)輕載時(shí)的振蕩器和頻率折反

UCC3858的振蕩器可調(diào)節(jié)到與順向變換器同步工作,也可作為一臺單獨(dú)的振蕩器工作。振蕩器的簡化方框圖和相關(guān)電路如圖4所示,其有關(guān)的工作波形見圖5。在SYNC同步腳的上升沿起動時(shí)鐘周期,它是通過以額定的內(nèi)部電流ICHnom=19·IDIS對CT腳充電來實(shí)現(xiàn)。

一旦穿越斜坡電壓的高門限電平(4?5V),將設(shè)置內(nèi)部鎖定,并且CT腳開始按一個(gè)速率(IDIS=3/RT)放電,它由接RT腳的電阻器來調(diào)節(jié)。當(dāng)沒有同步脈沖時(shí),CT一直放電到斜坡電壓的低門限電平(1?0V),并調(diào)節(jié)振蕩器的自由振蕩頻率,它由式(1)給出。在作同步的應(yīng)用中,RT與CT數(shù)值選擇,應(yīng)使其自由振蕩頻率始終低于同步時(shí)的頻率。f==0.814(1)

圖3UCC3858的典型外圍應(yīng)用電路圖(原圖未做格式處理)

當(dāng)VAO下降到低于由FBL設(shè)置的門限電平時(shí),振蕩器進(jìn)入頻率折反模式,并使同步失效。

通過減小振蕩器的充電電流可完成頻率的折反。如圖4所示,通過VAO與FBL之差調(diào)節(jié)電流Icsub,它減去用于CT充電的電流。電容器的有效充電電流由(ICHnom-Icsub)給出。為了避免變換器工作在低頻范圍(例如音頻),充電電流應(yīng)不允許過分低。變換器的最小頻率由流入FBM腳的電流Imin來調(diào)整,它設(shè)置最小的充電電流,設(shè)置所需最小頻率的RFBM數(shù)值由下式得到:RFBM=(2)

圖6示出頻率折反特性曲線。當(dāng)變換器出現(xiàn)低功率模式時(shí),讓時(shí)間恢復(fù)正常模式工作(即回到正常的或者同步的頻率工作),它必須是最小值。在PFC電路中,所給的電壓誤差放大器的響應(yīng)是很慢的,VAO腳的變化并非是負(fù)載條件變化的最佳指示器。UCC3858提供了一個(gè)解決途徑:當(dāng)FBM被拉低到小于1?5V時(shí),正常模式能瞬時(shí)恢復(fù)。

一個(gè)典型的接口應(yīng)包含順向變換器(帶有固有的緩沖和濾波)的誤差放大器的輸出端,以驅(qū)動一只NPN開關(guān)管,使FBM端被拉低到GND地電平(零值)。緩沖器和濾波器應(yīng)保證開關(guān)管,僅在順向變換器的誤差放大器處于高度飽和狀態(tài)時(shí)導(dǎo)通,作為預(yù)置的飽和持續(xù)時(shí)間則由負(fù)載增加而引起的輸出電壓下降來顯示。當(dāng)仍然利用UCC3858的其它特性時(shí),F(xiàn)BM輸入端也會永久地被拉低,使頻率折反模式完全失效。如果讓FBL腳低于0?5V,那么該腳也可以充當(dāng)使芯片失效的輸入端口。

圖4振蕩器框圖(原圖未做格式處理)

表2同步對Boost變換器電容器電流的影響

  VIN=85V VIN=120V VIN=240V
D(Q2) Q1/Q2D1/Q2 Q1/Q2D1/Q2 Q1/Q2D1/Q2
0.35 1.491A0.835A 1.341A0.663A 1.024A0.731A
0.45 1.432A0.93A 1.276A0.664A 0.897A0.614A

(3)減小電容器紋波的措施

對于DC/DC變換級采用Boost變換器的功率系統(tǒng),使二個(gè)變換器同步是有好處的。除了諸如低噪音、穩(wěn)定性好等一般優(yōu)點(diǎn)外,固有的同步能夠大大地減小Boost電路輸出電容器上的紋波電流。圖7說明了當(dāng)圖示PFCBoost變換器與簡化的正向變換器輸入聯(lián)接在一起時(shí),固有的同步效果。在單級開關(guān)期間,電容器的電流取決于開關(guān)管Q1和Q2的工作狀態(tài),如圖8所示。

它可以看成是在兩個(gè)變換器上維持常規(guī)的后沿調(diào)制的同步方案,電容器電流的脈動為最高值。當(dāng)Q1截止與Q2導(dǎo)通的重迭段為最大值時(shí),可最有效地消去紋波電流。實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的方法之一是使Boost二極管D1的導(dǎo)通與Q2的導(dǎo)通同步。這種處理方式意味著:Boost變換器是用前沿脈寬調(diào)制,而正向變換器卻采用傳統(tǒng)的后沿脈寬調(diào)制。為了充分發(fā)揮容易同下級變換器同步的優(yōu)點(diǎn),所以把UCC3858設(shè)計(jì)成一個(gè)前沿調(diào)制器,表2對由UCC3858使D1/Q2同步的電流ICBrms,與其它用于200W系統(tǒng),且VBST=385V時(shí),末端Q1和Q2同步導(dǎo)通時(shí)的電流ICBrms進(jìn)行了比較。

表2說明了由于采用UCC3858促成的同步方案,Boost電容器的紋波電流在普通電網(wǎng)電壓時(shí)可減小50%左右,而在高電網(wǎng)電壓時(shí)可減小約30%。如果輸出電容值的選擇由脈動電流來確定,那么其容量可大大地減小,或者電容器的壽命得以增加。

用另一種同步方法達(dá)到相同的紋波降低也是有可能的。這種方法就是Q1的導(dǎo)通同步于Q2的截止。然而用這種方法減小幾乎相同的紋波并維持在兩個(gè)變換器上均為后沿調(diào)制,要實(shí)現(xiàn)同步是非常困難的,并且電路會變得對噪聲敏感。

(4)基準(zhǔn)參考信號(IMULT)的產(chǎn)生

像UC3854系列那樣,UCC3858也有一個(gè)模擬計(jì)算單位(ACU),它為電流誤差放大器產(chǎn)生一個(gè)基準(zhǔn)電流信號。ACU的輸入,是與電網(wǎng)電壓的瞬時(shí)值,輸入電壓的RMS,以及電壓誤差放大器的輸出成比例的信號。但不同于傳統(tǒng)的RMS電壓檢測技術(shù)之處在于UCC3858使用了一種正在申請的專利技術(shù),它簡化了RMS電壓發(fā)生器,并消除了由于原先技術(shù)引起的性能退化。采用圖9中所示的新穎技術(shù),消除了為產(chǎn)生VRMS所需要的外部雙極點(diǎn)濾波器。

換句話說,IAC腳上的電流是被鏡像的數(shù)值,它在半個(gè)周期之中用于對外部電容器CRMS進(jìn)行充電。CRMS腳上的電壓為積分的正弦波形,并由式(3)及式(4)得出:VCRMS=·(1-cosωt)(3)VCRMS(pk)=(4)

 

圖5振蕩器的工作波形 [!--empirenews.page--]

a)同步降壓的DC/DCPWM振蕩器定時(shí)波形

(b)頻率折反模式

圖6頻率折反特性曲線

圖7兩級PFC電源的簡化表示圖

圖8同步狀態(tài)下的兩種定時(shí)波形

當(dāng)半個(gè)周期結(jié)束時(shí),CRMS腳上的電壓仍保持同步,并變換成一個(gè)4bit字節(jié),以便在ACU中進(jìn)一步處理。在下半個(gè)周期里,CRMS腳則進(jìn)行放電,并準(zhǔn)備積分。這一方法的優(yōu)點(diǎn)是VRMS信號上的二次諧波脈動實(shí)際上已被消除了。若想用常規(guī)的雙極點(diǎn)濾波器來限定衰減,則二次諧波脈動是無法避免的,并且在輸入電流信號中還會引起三次諧波失真。另外,對電網(wǎng)輸入變化的動態(tài)響應(yīng)也有改進(jìn),因?yàn)槊總€(gè)周期都會產(chǎn)生一個(gè)新的VRMS信號。

在正常的工作條件下,IACpk數(shù)值在峰值電網(wǎng)電壓時(shí)應(yīng)選擇為100μA。對于通用的265VAC輸入電壓峰

圖9產(chǎn)生RMS信號的新穎電路(原圖未做格式處理)

值時(shí),這意味著RAC=3.6MΩ。IC的噪聲靈敏度要求設(shè)置一個(gè)小容量的旁路電容器,以濾除高頻噪聲。該旁路電容器的數(shù)值應(yīng)限制在最大330pF。在低電網(wǎng)電壓峰值80VAC時(shí),VCRMS的電壓值應(yīng)近似為1?0V,以使任何數(shù)字轉(zhuǎn)換誤差減至最小。在高電網(wǎng)電壓時(shí),VCRMS的峰值變?yōu)??5V。需要的電容器CRMS的數(shù)值,可由式(4)計(jì)算得出:它在50Hz電網(wǎng)頻率時(shí)為90nF,在60Hz電網(wǎng)頻率時(shí)為75nF。

乘法器的輸出電流可由式(5)給出,式中取K=0.33:IMULT=(5)

乘法器的峰值電流限制在200μA,并且選擇的IAC和VCRMS數(shù)值應(yīng)保證上述電流值在該范圍之內(nèi)。對乘法器的另一個(gè)限制是:IMULT不能超過兩倍的IAC電流值,以限制VCRMS上的最小電壓值。

RMS電壓前饋的不連續(xù)性意味著在某個(gè)工作區(qū)域內(nèi)輸入電壓變化時(shí),饋送至乘法器的VRMS腳不發(fā)生變化。電壓誤差放大器補(bǔ)償了由此改變的其輸出值,以維持所需要的乘法器輸出電流。當(dāng)ADC的輸出變化時(shí),在誤差放大器的輸出端存在一個(gè)躍變。如果變換器處于輕負(fù)載狀態(tài),那么在折反頻率處有一個(gè)合成的移相。然而這種變化的沖擊,對變換器總體工作的影響卻很小。

關(guān)于RMS電壓方案的另一個(gè)關(guān)鍵考慮是,它依靠IAC信號的過零是有效的。在特輕負(fù)載和高電網(wǎng)電壓條件下,如果在橋堆的整流側(cè)使用大容量電容器作濾波用,則經(jīng)整流的交流不會完全到達(dá)零值。在這種實(shí)例中,前饋效應(yīng)不會發(fā)生,控制器的功能受到損失。

對于UCC3858,當(dāng)出現(xiàn)過零檢測時(shí),IAC電流值應(yīng)低于10μA。如圖3所示,為了改善輕載運(yùn)行建議電容值保持足夠低,或者建議前饋電壓直接從整流橋的交流輸入側(cè)獲取。

(5)柵極驅(qū)動的考慮

UCC3858中的柵極驅(qū)動電路設(shè)計(jì)成高速功率開關(guān)驅(qū)動。它是由低阻抗的拉高和拉低DMOS輸出級組成。當(dāng)工作在高偏置電壓時(shí),為了保持DMOS輸出級處在安全工作區(qū)內(nèi),建議采用外部柵極串聯(lián)電阻把柵極驅(qū)動電流限制在0?5A峰值。請注意看圖10的特性曲線,以確定所需的外部電阻。

(6)電流放大器的設(shè)置

設(shè)置乘法器首先是選擇VRMS的范圍。最大的乘法器輸出是出現(xiàn)在低電網(wǎng)電壓和滿負(fù)載條件時(shí)。電感器的峰值電流也出現(xiàn)在同樣的條件。乘法器的終端電阻器可用公式(6)來確定:RMULT=(6)

由UCC3858提供的峰值電流限制功能被集成在MOUT中。在MOUT上的信號通常維持在0V,因?yàn)樵陂]環(huán)工作狀態(tài)下,(IMULT·RMULT)可消除流經(jīng)檢測電阻器的電壓降。在短路或瞬態(tài)起動條件下,乘法器的電流不會完全消除RSENSE上的電壓降,并且MOUT的電壓降到低于0V。當(dāng)MOUT降到低于-0.5V時(shí),IC內(nèi)部的峰值電流限制被激活。在任意工作點(diǎn)的峰值電流限制由公式(7)給出:ILIM=(7)

電流放大器可利用以前提出的技術(shù)進(jìn)行補(bǔ)償(見Unitrode產(chǎn)品手冊“應(yīng)用注意U?134)。下面作個(gè)摘要m

圖10需要串聯(lián)的柵極電阻值與電源電壓的函數(shù)關(guān)系

圖11采用UCC3858組成的兩級變換器使性能最佳(原圖未做格式處理)

概述。電感器電流與占空比傳遞函數(shù)的簡化高頻模型可由公式(8)給出:Gid(s)=(8)

在關(guān)心的交叉點(diǎn)頻率上,電流反饋路徑的增益由式(9)給出:=RSENSE·(9)

式中VSE是斜坡電壓幅度(峰?峰值),在UCC3858是3?5V。綜合式(8)和式(9),可得到電流環(huán)的回路增益,并且在期望的交叉點(diǎn)頻率上使它等于1,于是可導(dǎo)出RZ的設(shè)計(jì)值。電流環(huán)路的交叉頻率選擇,采用常規(guī)的折衷方法。然而應(yīng)使它保證在折反條件下的最小開關(guān)頻率時(shí),電流環(huán)能穩(wěn)定工作。

(7)電壓放大器的設(shè)置

UCC3858中的電壓放大器是一種跨導(dǎo)型放大器,它允許在過壓條件下對輸出電壓進(jìn)行監(jiān)測。放大器的增益可由相關(guān)的公式給出。

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