一種新穎的高頻鏈逆變器

推挽正激式高頻環(huán)節(jié)逆變器，由推挽正激DC-DC變換器、吸收回路和DC-AC逆變橋級(jí)聯(lián)而成，如圖1所示。前級(jí)推挽正激DC-DC變換器， 先將不穩(wěn)定的輸入電壓Ui變換成后級(jí)DC-AC逆變橋所需要的高頻脈沖直流電壓udo，經(jīng)過尖峰吸收回路后，后級(jí)DC-AC逆變橋再將其變換成所需要的穩(wěn)定正弦交流輸出電壓uo。

3 控制方案

3.1 級(jí)聯(lián)式控制

該控制方案如圖2所示在這種控制方案下，前級(jí)推挽正激直流變換器采用電壓型控制，輸出平均值恒定的高頻脈沖直流電壓ud0。后級(jí)逆變器采用電壓電流雙閉環(huán)控制，選擇在直流母線電壓過零點(diǎn)進(jìn)行開關(guān)以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。該控制方案實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)簡單，但具有以下幾點(diǎn)缺點(diǎn)：①負(fù)載擾動(dòng)變化在前級(jí)的直流變換器的閉環(huán)反饋之外，在負(fù)載變化時(shí)前級(jí)控制器反映較慢。②后級(jí)為了實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)需要選擇電壓過零點(diǎn)，這種離散脈沖控制方式引入了控制滯后問題，增加了輸出電壓諧波，增大了濾波器體積。③后級(jí)的逆變橋在能量回饋的時(shí)由于直流母線電壓不能回零依然工作于硬開關(guān)狀態(tài)。

圖2 級(jí)聯(lián)式控制方案

3.2 SPWM控制

該控制方案如圖3所示，該控制方案的閉環(huán)反饋把負(fù)載擾動(dòng)包括在內(nèi)，能對(duì)負(fù)載擾動(dòng)做出快速反映，且SPWM控制輸出電壓諧波頻率固定，輸出濾波器設(shè)計(jì)簡單，后級(jí)逆變橋基本上工作于低頻開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗低。該控制方案的原理為：輸出電壓與給定電壓相比較后的信號(hào)經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)作為電流的給定信號(hào)。檢測(cè)濾波電感的電流信號(hào)與給定電流信號(hào)相比較后的信號(hào)經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)與三角載波相交截,產(chǎn)生SPWM 波來控制S1, S1控制信號(hào)經(jīng)過延時(shí)后的信號(hào)來控制S2。這樣推挽正激電路輸出為SPWM 高頻直流脈沖電壓,也就是逆變橋的母線電壓為SPWM 高頻直流脈沖。經(jīng)全橋逆變電路選擇所需的脈沖,濾波之后得到正弦波。全橋逆變器功率開關(guān)管S4 、S5 ，S6、S7分別互補(bǔ)工作。無能量回饋的時(shí)候，所有逆變橋功率開關(guān)器件按輸出電壓頻率開關(guān)，當(dāng)輸出電壓為正電壓時(shí),S4，S7 導(dǎo)通；輸出為負(fù)電壓時(shí)候,S5，S7 導(dǎo)通。當(dāng)有能量回饋時(shí)候，由于SC 反并的二極管導(dǎo)通,逆變器母線電壓被鉗制為Ce 的電容電壓。因此,逆變器母線電壓不能周期性回零,逆變器工作在硬開關(guān)狀態(tài)。此時(shí)S4 、S5 高頻互補(bǔ)工作,S6，S7低頻互補(bǔ)工作。當(dāng)輸出電壓為正而濾波電感電流為負(fù)時(shí),S7 一直開通,如果此時(shí)SC控制信號(hào)為高電平則S4開通，如果SC控制信號(hào)為低電平，則S5開通；當(dāng)輸出電壓為負(fù)而濾波電感電流為正時(shí)，S6一直開通，如果此時(shí)SC控制信號(hào)為高電平則開通，如果SC控制信號(hào)為低電平，則S4開通。整個(gè)系統(tǒng)控制信號(hào)如圖4所示。

圖3  SPWM控制方案

圖4  SPWM控制方案控制信號(hào)圖

4逆變器工作分析

采用SPWM控制方案明顯優(yōu)于級(jí)聯(lián)式控制方法，其逆變橋?qū)⒐ぷ饔诘皖l開關(guān)狀態(tài)。逆變橋穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，在一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)共有uAB>0  iLf>0  ugsc=1；uAB>0  iLf>0  ugsc=0；uAB>0  iLf<0  ugsc=1；uAB>0  iLf<0  ugsc=0；uAB<0  iLf<0  ugsc=0；uAB<0  iLf<0  ugsc=1；uAB<0  iLf>0  ugsc=1；uAB<0  iLf>0  ugsc=0；八種高頻開關(guān)工作情形。其uAB>0輸出正向電壓時(shí)的四種工作模態(tài)如圖5所示。uAB<0時(shí)輸出負(fù)向電壓時(shí)情況類似。

uAB>0  iLf>0  ugsc=1時(shí)，S4，S7開通，S5，S6截止，uAB=uhf，直流母線電壓為高，電流流過S5，濾波電感、負(fù)載、S7回到直流母線。此時(shí)，四個(gè)功率開關(guān)器件都不需要改變狀態(tài)，都工作于低頻狀態(tài)。

uAB>0  iLf>0  ugsc=0時(shí)，S4，S7開通，S5截止，S6體二極管導(dǎo)通續(xù)流，直流母線電壓為零，電流一路流過S4、濾波電感、負(fù)載、S5續(xù)流，一路流過S5，濾波電感、負(fù)載、S7回到直流母線。此時(shí)，功率開關(guān)器件開關(guān)狀態(tài)不變，都工作與低頻狀態(tài)。

uAB>0  iLf<0  ugsc=0；，S4，S6截止，S5，S7 開通，直流母線電壓為高，電流流過濾波電感，S5，S7，負(fù)載續(xù)流。功率開關(guān)管S4為軟關(guān)斷、S5為硬開通，工作與高頻狀態(tài)，S6，S7工作于低頻狀態(tài)。

uAB>0  iLf<0  ugsc=1，S4，S7開通，S5，S7關(guān)斷，直流母線電壓為高，電流流過濾波電感，S4、S7、負(fù)載回饋能量給直流母線。功率開關(guān)管S4由于死區(qū)的存在為軟開通，S5為硬關(guān)斷，S6，S7工作于低頻狀態(tài)。

上述分析表明：當(dāng)uAB>0  iLf>0無能量回饋時(shí)候，逆變橋所有開關(guān)管工作于低頻開關(guān)狀態(tài)。當(dāng)uAB>0  iLf<0有能量回饋時(shí)候，功率開關(guān)管S4、S5工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，S4為軟開關(guān)，而S5為硬開關(guān)。

同樣分析可得，當(dāng)uAB<0輸出電壓為負(fù)壓的時(shí)候，功率開關(guān)管S6、S7依然工作于低頻狀態(tài)，在無能量回饋時(shí)候，功率開關(guān)S4，S5也工作于低頻狀態(tài)，有能量回饋時(shí)候，S4為硬開關(guān)，S5為軟開關(guān)。

綜上分析，逆變橋在無能量回饋時(shí)候，功率開關(guān)管都工作于低頻狀態(tài)，故開關(guān)損耗可忽略不計(jì)，僅在有能量回饋時(shí)候，逆變橋有一個(gè)開關(guān)管工作于高頻硬開關(guān)狀態(tài)，故整個(gè)逆變橋開關(guān)損耗很小。

圖5  uAB>0時(shí)逆變橋的工作模態(tài)圖

5主要參數(shù)設(shè)計(jì)

5.1箝位電容Cc

6實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證SPWM控制方式下推挽正激式高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器的工作原理進(jìn)行以下條件的實(shí)驗(yàn)：輸入電壓Ui=18～32VDC，輸出電壓115V+2V，輸出電壓頻率400+0.4Hz，箝位電容CC=50μF，吸收電容Cr=150μF,輸出濾波電感Lf=0.7mH，輸出濾波電容Cf=10μF，開關(guān)頻率Fs=48kHz，阻性負(fù)載500W。各處實(shí)驗(yàn)波形如下：

（a）逆變橋功率器件驅(qū)動(dòng)與漏源電壓

縱軸：CH2（驅(qū)動(dòng)電壓）10V/div

CH1（漏源電壓）100V/div

橫軸：時(shí)間 500us/div

（b）輸出電壓波形uo

縱軸：uo  50V/div  橫軸：時(shí)間 500us/div

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出：在阻性負(fù)載情況下，逆變橋功率管工作于低頻狀態(tài)，開關(guān)損耗低，輸出電壓質(zhì)量高。

7結(jié)論

研究結(jié)果表明，本文提出的SPWM控制下的推挽正激式高頻環(huán)節(jié)逆變器具有以下優(yōu)點(diǎn)：①抗負(fù)載擾動(dòng)能力強(qiáng)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。②逆變橋基本上工作于低頻開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗小。③前級(jí)推挽正激直流變換器輸入電流脈動(dòng)小，功率管承受一半輸入電流。因此，該逆變器是中大功率低壓輸入逆變器的理想拓?fù)洌捎糜诤娇侦o止變流器、太陽能發(fā)電，燃料電池發(fā)電等場(chǎng)合。