基于單端正激模型的雙向DC-DC變換器研究

時間：2012-09-11 16:11:14

關(guān)鍵字： DC-DC變換器模型 BSP 輸出電壓

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[導讀]摘要：本文對基于單端正激變換器的隔離式雙向DC-DC變換器進行了研究，電路結(jié)構(gòu)簡潔，可應用于同步整流技術(shù)，具有高性能、成本低的優(yōu)點。經(jīng)過對其拓撲的分析，給出了各開關(guān)管

摘要：本文對基于單端正激變換器的隔離式雙向DC-DC變換器進行了研究，電路結(jié)構(gòu)簡潔，可應用于同步整流技術(shù)，具有高性能、成本低的優(yōu)點。經(jīng)過對其拓撲的分析，給出了各開關(guān)管工作時序，對正向和反向的工作原理進行了說明，結(jié)合參數(shù)設(shè)計要求，給出了電路各關(guān)鍵參數(shù)的選擇方法，為了使變換器能夠穩(wěn)定有效工作，采取正向電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)、反向電壓單閉環(huán)控制的方式。最后通過試驗，充分證明了該變換器的可行性和先進性。

敘詞：雙向變換 DC-DC 正激參數(shù)選型雙閉環(huán)

Abstract：A kind of isolated bi-directional DC-DC converter based on the single-ended forward converter has been researched in this paper, which has the advantages of simple topology, low loss and high performance. This converter can also be used in the condition of synchronous rectification. Considering the characteristics of the circuit, driving signal waveforms of each switch are analyzed, while the working principle of both forward and reverse mode is introduced. Combining the requests of the system, the methods of choosing the key parameters are given. In order to ensure the efficiency and dynamic response, voltage and current dual-close loop control strategy is adopted in the forward conversion, while single voltage feedback is adopted in the reverse mode. The correctness and feasibility of this converter are verified through simulation tests.

Keyword：Bi-directional converter, DC-DC, Forward, Key parameters, Dual-close loop

1 引言

雙向DC-DC變換器是DC-DC變換器的雙象限運行，它的輸入電壓、輸出電壓極性不變，輸入電流、輸出電流的方向可以改變[1]。雙向DC-DC變換器的構(gòu)成和單向直流變換器類似，可通過對單向直流變換器適當?shù)母脑靵韺崿F(xiàn)。與傳統(tǒng)采用兩套單向DC-DC變換器來達到能量雙向傳輸?shù)姆桨赶啾?，雙向DC-DC變換器應用同一個變換器來控制能量的雙向傳輸，使用的總體器件數(shù)目少，且可以更加快速地進行兩個方向功率變換的切換。再者，在低壓大電流場合，一般雙向DC-DC變換器，更有可能在現(xiàn)成的電路上使用同步整流器工作方式，有利于降低通態(tài)損耗?？傊p向DC-DC變換器具有高效率、體積小、動態(tài)性能好和成本低等優(yōu)勢，現(xiàn)已被廣泛應用于UPS系統(tǒng)、航天電源系統(tǒng)、電動汽車驅(qū)動及蓄電池充放電等場合[2-3]。

本文對基于單端正激變換器拓撲、帶同步整流技術(shù)的雙向DC-DC變換器進行了研究，對其電路結(jié)構(gòu)、工作原理、控制方法進行了分析，在設(shè)定實驗條件下給出了變換器參數(shù)選擇方法，最后通過仿真試驗，充分證明了設(shè)計理論的可行性。

2 電路結(jié)構(gòu)

如圖1所示，該變換器由變壓器T及其磁復位電路，主開關(guān)管Q1、整流管Q2和續(xù)流管Q3，輸出濾波環(huán)節(jié)L1、C2等部分組成。該拓撲適用于中、小功率場合，與同等功率等級的常見雙向DC-DC變換器相比，該拓撲具有結(jié)構(gòu)簡潔、成本低、工作效率高、控制方法簡單等特點，在工業(yè)應用中有一定的優(yōu)勢。

圖1 主電路拓撲結(jié)構(gòu)

3 工作原理

為便于分析，可假設(shè)負載為可充放電的蓄電池。電路控制能量正向流動時，主開關(guān)管Q1進行開關(guān)動作，控制傳輸能量的大小;變壓器付邊的整流管Q2和續(xù)流管Q3輪換投入工作以保證能量的正常傳輸。當系統(tǒng)輸出的負載能量較大時，若任其流過Q2和Q3的體二極管，將產(chǎn)生很大導通損耗，降低系統(tǒng)效率并帶來散熱等問題。因此，該拓撲采用了同步整流技術(shù)，讓負載電流通過導通電阻較小的MOS管，以提高裝置的工作效率。另外，為防止整流管Q2和續(xù)流管Q3同時導通，造成變壓器付邊繞組的貫穿短路，兩管的互補驅(qū)動信號還需加入一定的死區(qū)時間[4-5]?；谝陨蟽牲c，能量正向傳輸時，Q1、Q2和Q3的導通時序可分為如圖2所示的4個階段，電路工作過程可按照這4個階段分析。

圖2 Q1、Q2和Q3的驅(qū)動信號時序圖

階段A(能量正向流動)：主管Q1和整流管Q2導通。輸入電流I1流入變壓器原邊繞組的同名端，輸出電流I2流出變壓器付邊繞組的同名端。此時能量由輸入側(cè)向負載側(cè)傳輸?shù)姆绞酵瑐鹘y(tǒng)的正激變換器基本一致，其電流流向如圖3(a)所示，此過程到主管被觸發(fā)關(guān)斷時結(jié)束。

階段B(死去時間1)：主管Q1和整流管Q2關(guān)斷，續(xù)流管Q3仍未被觸發(fā)導通，但其體二極管已經(jīng)導通。由于變壓器漏感的限制，變壓器付邊電流I2a由I2逐漸減小，而續(xù)流管體二極管電流I2b則由零開始逐漸增大，即I2由整流之路向續(xù)流支路換流，電流方向如圖3(b)所示。

階段C(續(xù)流階段)：續(xù)流管Q3導通，I2經(jīng)由MOS管續(xù)流，導通損耗大為降低。此階段將持續(xù)到續(xù)流管Q3被觸發(fā)關(guān)斷時結(jié)束，電流流向如圖3(c)所示。

階段D(死去時間2)：續(xù)流管Q3關(guān)斷，但其體二極管仍導通。I2完全經(jīng)由該體二極管續(xù)流。此階段直至主管被觸發(fā)導通時結(jié)束。電流方向如圖3(d)所示。至此，主電路的一個工作周期結(jié)束，當電路下一次動作時，主管Q1和整流管Q2又被觸發(fā)導通，電路重新進入階段1時的工作狀態(tài)。

圖3 能量正向流動時的電路工作狀態(tài)：(a)能量正向流動;(b)死區(qū)時間1;(c)續(xù)流階段;(d)死區(qū)時間2

電路控制能量反向流動時，電路工作過程可以看作是與Boost電路基本一致，可分為兩個階段：[!--empirenews.page--]

階段1(續(xù)流)：續(xù)流管導通、整流管關(guān)斷、蓄電池放電電流I2流過電感線圈L，電流線性增加，電能以磁能形式儲存在L中，電流流向如圖4(a)所示。

階段2(反向放電)：續(xù)流管關(guān)斷、整流管導通。電感L將儲存的磁能轉(zhuǎn)化為電能與蓄電池一起向輸入側(cè)放電，電流流向如圖4(b)所示。

圖4 能量反向流動時的電路工作狀態(tài)：

(a)續(xù)流;(b)負載向電源放電

經(jīng)過上面分析，當主開關(guān)管Q1導通時，假定變壓器次級電壓為U2，則流過電感L的電流iL線性增加，可以表示為：

(1)

當主開關(guān)管Q1關(guān)斷時，續(xù)流管(或其體二極管)導通時，忽略正向管壓降，則電感L上的電壓等于等于輸出電壓Uo，電感L中的電流按下式衰減：

(2)

可見電感L的大小只是影響到diL/dt，即只影響到電感電流的峰—峰值，電感電流的平均值應與輸出電流Io相等。

單端正激式變換器的輸出電壓Uo為：

(3)

當輸入電壓及占空比固定時，輸出電壓與負載電流Io無關(guān)。

4 參數(shù)設(shè)計

綜合電源體積、系統(tǒng)效率、控制精度、器件耐壓等諸多因素的考慮[6-7]，選取的工作頻率f=50kHz，最大占空比Dmax=0.45。

雙向DC-DC變換器設(shè)計要求：輸入電壓Ui=48V;輸出電壓Uo=12V;輸出電流Io=30A;輸出電壓紋Vpp<200mV;輸出濾波電感電流紋波Ipp<400mA;變換效率η>80%。

4.1 高頻變壓器

變換器輸出功率：

Po=12×30=360W (4)

根據(jù)變換器輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系，考慮到二極管的正向壓降和繞組的壓降，假定輸出電流為30A時壓降之和為+20%，則輸出為12V的繞組直流電壓為Uo=12×(1+20%)=14.4V。

(5)

選用軟磁鐵氧體R2KBD—EI40型號，飽和磁芯Bs=5100Gs，取磁感應強度變化量為3300Gs，有效截面積Sc=1.2cm2，窗口面積Q=1.76 cm2，所以SQ=2.112cm4。取效率η=90%，磁芯鐵的填充系數(shù)Kc=1，磁芯銅的填充系數(shù)為Ku=0.4，電流密度j=500A/cm2，則

說明該磁芯有一定的余量。

高頻變壓器原邊繞組匝數(shù)：

(7)

則變壓器副邊繞組匝數(shù)N2=16/1.5=10.6，取N2=11匝。

對變壓器復位繞組進行計算，首先根據(jù)變壓器伏妙積平衡的原則計算復位電壓：

Ur= Uin tonmax/ tffmin=48×0.45/0.55 39.27 (8)

然后可求得負責變壓器原邊磁通復位的第三繞組匝數(shù)N3為：

N3=U1×N1/ Ur 48×13/39.27 16匝

變壓器原副邊電流有效值分別為I2=30A，I1=(N2/N1)×I2=20.6A，I3=I1=20.6A。選取j=500A/cm2，線徑為1.6mm的導線、有效截面積為2mm2的銅導線，原副邊導線截面積為S1=0.0412cm2、S2=0.06cm2、S3=0.0412cm2，N1并繞根數(shù)為S1/ Sc=2.06，取2根，N2并繞根數(shù)為S2/ Sc=3，取3根，同樣N3并繞根數(shù)為2根。則窗口利用系數(shù)：

(10)

說明繞組能夠繞下，變壓器共3個繞組，為了減小其漏感，可采取并繞的方式繞制。

4.2 輸出濾波電感

計算輸出濾波電感的電感量，應首先確定流經(jīng)電感的電流ΔIL的大小。從電感線圈的外形尺寸、成本、過度響應等方面考慮，根據(jù)設(shè)計要求，為更好地抑制輸出電流中的紋波含量，ΔIL取0.4A，約占輸出電流的5%，則輸出濾波電感大小為：

Lf=[U2min-(Uo+Uf)]/DIL□ton max (11)

U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (12)

其中：Uf為變壓器二次側(cè)管壓降與輸出濾波電感電壓降的總和，在此取Uf為輸出電壓的10%，則

U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (13)

Lf=396μF (14)

根據(jù)實際情形選取Lf為650μH。

4.3 輸出濾波電容

輸出電容的大小主要是由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定的，也就是由ΔIL以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESR確定。在此輸出紋波電壓取為0.2V。其等效串聯(lián)電阻ESR為：

ESR=DUr/DIL=0.2/0.4=0.5Ws (15)

取輸出濾波電容大小為200μF/25V的無極性CBB電容。

4.4 功率開關(guān)管

根據(jù)前面對變換器工作過程的分析可以知道，在開關(guān)管關(guān)斷時，其上承受的電壓最大：

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(16)

(17)

考慮到磁化電流和紋波電流的斜率，Ic應有10%的裕量，即為21.725A。為了可靠性及在調(diào)整電感量大小時有可能失控，實際選擇時應為此電流值的兩倍。故可選擇摩托羅拉公司的MUR5020快恢復二極管，其工作正向平均電流為50A，反向電壓為200V，功率開關(guān)管選擇IR公司的IRF540MOSFET。

5 控制策略

經(jīng)過前面對變換器電路結(jié)構(gòu)、工作原理、參數(shù)選擇的分析，現(xiàn)對變換器控制策略進行研究。為了實現(xiàn)變換器雙向DC-DC變換，要求變換器正、反方向均能正常工作，決定采取正向電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)非互補導通、反向電壓單閉環(huán)互補導通的控制策略[8-10]。

當進行雙閉環(huán)反饋控制時，將輸出電壓經(jīng)過采樣電路之后與基準正弦電壓相比較，對它們的誤差電壓采取PI調(diào)節(jié)運算的方法，然后通過運算放大器降壓限幅后送到比較器正端，以達到與鋸齒波進行比較產(chǎn)生占空比可以調(diào)節(jié)的脈沖信號的目標，進而通過占空比變化來控制和改善輸出電壓，如圖5(a)所示。將經(jīng)限幅電路限幅后的誤差電壓信號作為給定電流信號，與電感電流采樣信號再進行比較，如圖5(b)所示，Uio即為電壓PI環(huán)的輸出電壓值，Uig為輸出電流的采樣信號，通過比較可以得到其輸出信號為：

V=Uig+(Uig- Uio)R3/ R1 (18)

將產(chǎn)生的誤差信號ue與鋸齒信號uc分別接到比較器正負兩端，即可產(chǎn)生占空比可以調(diào)節(jié)的脈沖電壓信號，供邏輯電路使用。當誤差信號大于鋸齒波信號時，比較器輸出高電平;當誤差信號小于鋸齒波信號時，比較器輸出低電平，從而得到PWM高頻信號。對產(chǎn)生的PWM觸發(fā)信號進行處理，即可得到相應的開關(guān)管驅(qū)動信號。采用雙閉環(huán)控制，可以增強變換器對負載的適應能力，提高輸出波形質(zhì)量。

圖5 正向雙閉環(huán)環(huán)控制組件：(a) 電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器;

(b) 電流內(nèi)環(huán)比例調(diào)節(jié)單元

變換器反向工作時，相對于正向工作情形，采取了簡單的輸出電壓單閉環(huán)控制，其采樣部分、PI調(diào)節(jié)單元、PWM比較器等與正向控制類似，在此不再作詳細闡述。在實際工作時，為保證功率器件的正常運行，需添加主開關(guān)管的驅(qū)動電路。

6 仿真試驗

經(jīng)過前面對控制方案的設(shè)計，現(xiàn)對其進行仿真驗證。變換器正向工作時，其仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 變換器正向仿真波形：(a)變換器輸出電壓uo與濾波電感電流i ;(b) 輸出電壓uo與濾波電感電流i局部展開圖;( c) 電壓PI調(diào)節(jié)結(jié)果與電流PI調(diào)節(jié)結(jié)果

從圖6(a)的仿真結(jié)果可以看出，變換器輸出波形質(zhì)量較好，波形平整，紋波系數(shù)較小，諧波含量少;圖6(b)中，輸出電壓紋波為0.0084V，遠小于輸出要求的0.2V，濾波電感電流紋波為0.325A，小于輸出要求的0.4A，變換器工作效率η=(11.603×28.308)/(12×30)=91.2%>80%，由于采取雙閉環(huán)的控制方案，電路結(jié)構(gòu)稍微復雜，器件較多，相對于單閉環(huán)控制存在有較多的損耗，但是滿足了設(shè)計的要求，且動態(tài)響應更快;圖6(c)所示為經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后的誤差電壓、電流波形，在允許的波動范圍之內(nèi)，起到了很好地動態(tài)調(diào)節(jié)作用。

變換器反向工作時，其仿真結(jié)果如圖7所示。

圖7 變換器反向仿真波形：(a) 變換器輸出電壓以及驅(qū)動信號波形;(b) 變換器磁復位中電阻R的參數(shù)波形

從圖7(a)可以看出，反向工作時變換器輸出電壓很接近48V滿足設(shè)計的要求;驅(qū)動信號滿足Boost電路設(shè)計的要求，驅(qū)動信號互補，有效利用了電感中儲存的能量，這一點與變換器正向工作時驅(qū)動信號非互補控制是有區(qū)別的;圖7(b)說明磁復位電路電阻R中的電流很小并且其損耗很低，在很好實現(xiàn)磁復位的同時也滿足了盡量減小能量損耗的目標。

7 總結(jié)

通過對雙向DC-DC變換器的設(shè)計，分別對其電路拓撲、控制方案、器件參數(shù)等進行了分析和對比，選取了基于單端正激變換器同步整流的電路拓撲，并將電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)先進的控制方案運用到試驗中，最后通過仿真分析，證明了所設(shè)計變換器的正確性和可行性，滿足了設(shè)計的要求。

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附注