汽車電子自適應(yīng)頻率調(diào)制DC/DC降壓變換器的開發(fā)策略

目前，高頻、高效的DC/DC轉(zhuǎn)換器在汽車電子系統(tǒng)中的應(yīng)用越來(lái)越多。高開關(guān)頻率可以使用較小的功率電感和輸出濾波電容，從而減小系統(tǒng)的體積，提高緊湊性并降低成本。高工作效率可以延長(zhǎng)汽車電池的使用時(shí)間，降低系統(tǒng)功耗，從而減少發(fā)熱量，優(yōu)化系統(tǒng)的熱設(shè)計(jì)并進(jìn)一步提高可靠性。但高開關(guān)頻率會(huì)降低系統(tǒng)的工作效率。因此設(shè)計(jì)汽車電子應(yīng)用的DC/DC降壓變換器時(shí)必須在開關(guān)頻率和工作效率之間作一些折衷處理。

DC/DC降壓變換器的最高開關(guān)頻率受限于DC/DC的最高輸入電壓、最低輸出電壓和功率管的最小開啟時(shí)間，理論極限值可以由下式計(jì)算：

公式1

其中fSW(MAX)為最大的開關(guān)頻率，tON(MIN)為開關(guān)管要求的最小導(dǎo)通時(shí)間，VD是續(xù)流二極管的正向壓降，VOUT為正常工作的輸入電壓，VSW為開關(guān)管的導(dǎo)通壓降。上式表明tON(MIN)一定時(shí)，低占空比要求更低的開關(guān)頻率才能保證系統(tǒng)安全的操作，同樣低開關(guān)頻率容許更低的輸出輸入電壓比值。輸入電壓依賴于開關(guān)頻率的主要原因在于PWM控制器具有最小的導(dǎo)通時(shí)間tON(MIN)和截止時(shí)間tOFF(MIN)。如果取值為100ns,即開關(guān)管開通時(shí)的導(dǎo)通時(shí)間至少要持續(xù)100ns,低于100ns可能導(dǎo)致功率管MOSFET無(wú)法正常開啟。同樣開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的截止時(shí)間至少要持續(xù)100ns,低于100ns可能導(dǎo)致MOSFET無(wú)法正常關(guān)斷。這意味著最小和最大占空比為：

公式2

這里fSW是開關(guān)頻率，tON(MIN)是最小的導(dǎo)通時(shí)間和tOFF(MIN)是最小的截止時(shí)間。

上式表明開關(guān)頻率降低時(shí)，占空比的范圍增加。輸入輸出的電壓范圍也可以增加。優(yōu)化的開關(guān)頻率可以保證系統(tǒng)在電感和電容值盡可能小的情況下能夠具有足夠?qū)挼妮斎牍ぷ麟妷悍秶?/p>

通常DC/DC電源芯片的輸入電壓有額定的工作電壓范圍。除了額定工作電壓的限制，實(shí)際的輸入電壓還受到其他一些條件的限制，最小的實(shí)際輸入工作電壓通常由最大的占空比決定。在輸入電壓最高時(shí)，占空比最小，所以在輸出電壓一定的條件下最大的實(shí)際輸入工作電壓由PWM控制器的最小占空比決定。tON(MIN)是每個(gè)控制器能夠接通高端MOSFET的最短持續(xù)時(shí)間。它由內(nèi)部定時(shí)延時(shí)以及接通高端MOSFET所需要的柵極電荷量決定，低占空比的應(yīng)用可以接近該最短導(dǎo)通時(shí)間限制。

通常DC/DC電源芯片的開關(guān)頻率是固定的，但是如果我們可以在輸入電壓增加時(shí)降低開關(guān)頻率，就可以擴(kuò)大占空比的范圍，從而在保證輸出電壓精度的條件下擴(kuò)大輸入電壓的范圍。在很多DC/DC電源芯片中，通過(guò)一個(gè)管腳對(duì)地接一個(gè)電阻來(lái)設(shè)定DC/DC的開關(guān)工作頻率。一個(gè)典型的應(yīng)用電路如圖1所示。

圖1: 一種典型的DC/DC應(yīng)用電路

LT3980的RT腳對(duì)地接一個(gè)97.6K的電阻，設(shè)定LT3980的工作頻率為固定的400KHz,RT電阻為32.4K時(shí)的工作頻率則為1MHz.在這種使用外部電阻設(shè)置開關(guān)頻率的DC/DC變換器中，可以加一個(gè)穩(wěn)壓管Z1和限流電阻R1用以在輸入電壓增加時(shí)降低開關(guān)頻率。

圖2: 通過(guò)外接電阻和穩(wěn)壓管調(diào)整DC/DC穩(wěn)壓器的典型電路

在高輸入電壓下，由于頻率降低，而電感值又一定，所以輸出的電流和電壓紋波增加。頻率在較寬的范圍內(nèi)變化時(shí)，電感無(wú)法優(yōu)化地工作，環(huán)路的補(bǔ)償也無(wú)法優(yōu)化。這樣我們就需要在圖2的電路中增加R2和Z2來(lái)限制頻率的變化范圍。外接電阻的方法需要系統(tǒng)工程師作仔細(xì)的計(jì)算，而且容易受到寄生參數(shù)的影響。這里我們通過(guò)內(nèi)部電路檢測(cè)輸入電壓的變化自動(dòng)調(diào)整開關(guān)頻率，簡(jiǎn)化應(yīng)用電路設(shè)計(jì)。

(一)電流控制模式的DC/DC降壓變壓器

圖3是電壓控制模式的DC/DC轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。其中，EA為誤差放大器，PWM為PWM比較器，Soft start為軟啟動(dòng)模塊，Band gap reference為帶隙基準(zhǔn)源，OSP為降頻保護(hù)電路，Oscillator為振蕩器，Logic Latch為邏輯觸發(fā)器，Driver為驅(qū)動(dòng)開關(guān)管PMOS的驅(qū)動(dòng)電路，OCP為過(guò)流保護(hù)，UVLO為欠壓保護(hù)，OTP為過(guò)熱保護(hù)。

圖3: 電壓控制模式的DC/DC降壓變換器原理框圖

電路采用具有降頻功能的電壓型PWM控制模式，輸出電壓誤差小。在圖中，PWM控制部分是由誤差放大器和PWM比較器組成，反饋電壓和基準(zhǔn)電壓比較后，放大差值以產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)，并經(jīng)過(guò)一定的零級(jí)點(diǎn)補(bǔ)償后，提供到PWM比較器的一端輸入，同時(shí)比較器的另一端輸入是振蕩器電路提供的一定頻率的脈沖時(shí)鐘信號(hào)。

這個(gè)信號(hào)將被傳輸?shù)胶蠖说倪壿嬰娐凡糠?，該部分包括RS觸發(fā)器，以及包含多種保護(hù)信號(hào)的相關(guān)邏輯，它通過(guò)接通和斷開驅(qū)動(dòng)電路來(lái)控制電源開關(guān)的狀態(tài)，從而設(shè)置變換器的工作頻率，設(shè)定功率管的最大占空比。圖中OSP比較器，主要作用是，當(dāng)輸出電壓過(guò)低，效率下降時(shí)，經(jīng)過(guò)OSP信號(hào)控制振蕩器，以降低PWM比較器輸入端的時(shí)鐘信號(hào)，從而在相同情況下提高變換器的轉(zhuǎn)換效率。

電路中采用雙電源，Vdd由輸入電壓Vcc通過(guò)一個(gè)高壓線性穩(wěn)壓器轉(zhuǎn)換而成，為3.3V,而Vcc為輸入高電壓，用于供給使能遲滯電路、帶隙基準(zhǔn)源、Vdd生成電路、過(guò)流保護(hù)以及驅(qū)動(dòng)電路，這些電路中的MOS管，采用高壓DMOS器件，防止擊穿;而其他與輸入電壓無(wú)關(guān)的電路，則有Vdd供給，其中的MOS管，采用CMOS器件。[!--empirenews.page--]

目前峰值電流控制模式DC/DC轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用更廣泛，它的原理框圖如圖4所示。

圖4: 峰值電流控制模式的DC/DC降壓變換器原理框圖

對(duì)應(yīng)于電壓控制模式，電流控制模式的DC/DC轉(zhuǎn)換器以幾乎無(wú)窮大的開環(huán)環(huán)路增益來(lái)調(diào)節(jié)DC/DC的輸出電流，其實(shí)是一個(gè)高輸出阻抗的電流源。如圖4所示，在電流控制模式的DC/DC降壓變換器中，快速高增益的電流環(huán)路和慢速的電壓控制回路嵌套使用，電感電流與斜坡補(bǔ)償后的鋸齒波合成的信號(hào)和電壓誤差信號(hào)相比較產(chǎn)生控制信號(hào)，當(dāng)輸出電壓跌落時(shí)，控制功率管打開向負(fù)載提供更多的電流來(lái)保持輸出電壓的穩(wěn)定。電流控制模式的DC/DC測(cè)量電感電流，將輸出變?yōu)楹懔髟摧敵?，使DC/DC的輸出級(jí)由電壓模式的雙極點(diǎn)系統(tǒng)轉(zhuǎn)變?yōu)閱螛O點(diǎn)系統(tǒng)，從而更容易進(jìn)行補(bǔ)償，提高穩(wěn)定性。

(二)振蕩器的設(shè)計(jì)

振蕩器電路在DC/DC集成電路中有廣泛的用途。振蕩時(shí)鐘為內(nèi)部電路提供開關(guān)脈沖的同步，且衍生出鋸齒波，提供給PWM比較器。是電壓模式和電流模式DC/DC轉(zhuǎn)換器的基本單元。圖5為本文設(shè)計(jì)的振蕩電路，設(shè)計(jì)中采用恒流充放電結(jié)構(gòu)，充電電流為I1+I2(降頻時(shí)為I1)，放電電流為I12+I13(降頻時(shí)為I12)。

圖5: 振蕩頻率受控制的振蕩電路

從圖5中可知，M1、M2為電容充電，M9為電容放電，這些決定了振蕩器的時(shí)鐘頻率。

首先，假設(shè)輸出振蕩電壓與充放電電流成正比?；谶@個(gè)假設(shè)，偏置電流就可以確定。如果希望頻率為800K(T=1.25us)，上升時(shí)間為總周期的90%(1.125us)，而要求輸出鋸齒波SAW的峰峰值Vp-p為1V.那么，充電電流為

公式3

其中C為C1的電容值，T為振蕩周期。

從電路圖可以看出，振蕩波形的轉(zhuǎn)折點(diǎn)可以由下式?jīng)Q定：

公式4

圖6為振蕩器的輸出波形，從圖中可以看出，振蕩波形在0.6V至1.8V范圍內(nèi)波動(dòng)，符合設(shè)計(jì)要求。

圖6: 振蕩器的輸出波形

當(dāng)輸出輸入電壓比值低于一定值(0.2)時(shí)，說(shuō)明此時(shí)控制脈沖的占空比很低，效率下降，此時(shí)通過(guò)低比值保護(hù)電路，產(chǎn)生OSP信號(hào)，將整體電路的頻率下降。從電路圖可以看出，當(dāng)OSP通過(guò)控制電路變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，則M0關(guān)閉，而M1與M2的寬長(zhǎng)比為4:1,此時(shí)的充電電流變?yōu)樵瓉?lái)的1/4,那么充電時(shí)間變?yōu)樵瓉?lái)的4倍，這樣輸出振蕩波的頻率變?yōu)樵瓉?lái)的1/4,即200KHz,提高電源的轉(zhuǎn)換精度。

(三)應(yīng)用

在汽車電子應(yīng)用中，輸入電壓有12V,24V和36V等多種電壓軌，在確定輸出電壓的條件下，這種可以根據(jù)輸入電壓自適應(yīng)調(diào)整工作頻率的DC/DC可以自動(dòng)設(shè)置合適的工作頻率，優(yōu)化DC/DC的工作效率，減小瞬態(tài)過(guò)程。