AD834用于直流至500MHz應用：均方根-直流轉換、電壓控制放大器和視頻開關

簡介

AD834是目前最快的四象限乘法器，可用帶寬為800 MHz,相比之下，二象限乘法器AD539帶寬為60 MHz,四象限乘法器AD734帶寬為10 MHz,而四象限乘法器AD534帶寬為1 MHz.單芯片結構和高速度使AD834非常適合平衡調制和解調、功率測量、增益控制和視頻開關等高頻應用，此類頻率早已超過模擬乘法器的范圍。

AD834并未犧牲精度來實現(xiàn)速度。與所有ADI乘法器一樣，該器件在制造過程中使用激光調整對輸入和輸出失調執(zhí)行零點校準，建立精確縮放。典型應用中，總靜態(tài)誤差可保持在±0.5%以下。

它提供商用、工業(yè)和軍用溫度范圍內的8引腳塑封DIP、SOIC和陶瓷封裝，采用±5 V電源供電。

使用AD834的主要挑戰(zhàn)在于其電流模式輸出級。為了盡可能維持最高帶寬，AD834輸出采用開路集電極的差分電流對形式。當需要較傳統(tǒng)的接地基準電壓輸出時，這一形式很不方便。因此，本應用筆記討論將上述電流精確轉換為單端接地基準電壓的方法。

這些應用包括寬帶均方檢波器、均方根-直流轉換器、雙寬帶電壓控制放大器、高速視頻開關和變壓器耦合輸出電路。許多情況中，這些應用為用戶提供了完整和成熟的解決方案，包括關鍵器件的建議電壓源。

AD834概覽

AD834是ADI公司不斷追求高精度模擬信號處理的成果，圖1以框圖形式提供其示意圖。具體而言，它融入了ADI二十年來在制造模擬乘法器方面的寶貴經驗。器件使用激光調整薄膜電阻，通過3 GHz外延雙極性晶體管工藝構建而成。由于特別注重細微之處，失真和噪聲異常低。圖2顯示了較詳細的簡化電路示意圖。

 

 

圖1. AD834框圖

將X和Y輸入應用于具有285 跨阻和約25 k小信號輸入電阻的高速電壓電流(V/I)轉換器。兩個輸入端的滿量程輸入電壓為±1 V.輸入偏置電流通常為45 A.因此，差分對兩個輸入端的直流電阻必須相等，以便將失調電壓降至最低，正如運算放大器一樣。輸入端電阻還會將高頻振蕩的風險降至最低。使用建議的電源電壓時，V/I轉換器的共模范圍為±1.2 V.在該范圍內，差分輸入呈現(xiàn)70 dB的共模抑制，對于< 100 kHz的范圍是保守額定值。V/I轉換器內的偶數(shù)階失真本身較低，同時內置失真消除電路，通常可將奇數(shù)階非線性減小至±0.05%.

 

 

圖2. AD834簡化原理圖

乘法器內核是一種大家熟悉的跨導線性電路?？鐚Ь€性原理[Ref. 1]利用了雙極性晶體管的基極-發(fā)射極電壓(VBE)與集電極電流(Ic)之間的精密對數(shù)關系。跨導線性電路的輸入和輸出信號始終采用電流形式。內部節(jié)點的電壓擺幅很小，因此不必對寄生結電容充電和放電，這也是帶寬減小和壓擺率受限的常見原因。所以跨導線性乘法器單元本身較快;也很容易實施成單芯片形式。不過，如果設計不仔細，這些器件可能引入失真。

該失真主要是由于內核晶體管內的發(fā)射極區(qū)域不匹配和電阻(歐姆)引起的(Ref. 2)。根據(jù)通道命名的傳統(tǒng)慣例，如圖2所示，X通道易受上述效應影響，而Y信號路徑基本保持線性(四個輸出器件Q3至Q6在許多方面類似于共基級或共源共柵電路)。因此，需要盡可能最低失真的信號應始終由Y通道處理。例如，在平衡調制器應用中，載波(本振電壓)應施加于X輸入，基帶信號則施加于Y輸入。

內核輸出采用差分電流對形式?，F(xiàn)在，這些電流的縮放通常通過在X輸入端的V/I轉換器內調節(jié)偏置電流來控制，該轉換器還會決定以二極管形式連接的晶體管(Q1和Q2)內的電流。

在經典電壓輸出乘法器中，吸收不可避免的電阻不匹配所需的調節(jié)范圍很小，此調整比例因子的方法可以接受。但在AD834中，傳遞函數(shù)涉及兩個輸入電壓VX和VY、調整電壓(在帶隙基準電壓源電路內生成，調整至精確值，這里假設為1 V)和輸出電流lW:

 

 

此表達式中，電阻值R決定輸出電流的校準。制造時，薄膜電阻的初始不確定性可高達±20%,調整比例因子的常規(guī)方法會導致其他折衷(例如損失X輸入V/I轉換器內的可用信號范圍)。

因此，AD834在內核后使用"吉爾伯特增益單元"[Ref. 3]來提供有效值R的所需調節(jié)，此調節(jié)實際上通過調整電流IG,從而改變該單元的電流增益來實現(xiàn)。IG調整后，R有效值為250 Ω,當兩個輸入端均處于滿量程值±1 V時，可產生±4 mA的滿量程輸出電流。典型電流增益為1.6,由于此類型的放大器很快且會緩沖內核輸出，乘法器的總體帶寬實際上強于直接使用內核輸出。

來自內核的偏置電流和增益設置電流IG產生較大穩(wěn)定電流(通常為8.5 mA)，該電流流入輸出W1和W2(引腳4和5)。僅將差分輸出精確指定為±4 mA.

輸出電流可用各種方式轉換回至電壓。最簡單的情況下，可能使用連接到正電源的負載電阻，但這些電阻不會將(兩個)差分輸出轉換為單端電壓。

為了讓AD834正常工作，必須將輸出引腳(4和5)拉至V+以上，以避免Q7至Q10發(fā)生飽和。為了免去獨立電源的麻煩，此處包含的幾個電路使用與AD834正電源引腳(6)串聯(lián)的降壓電阻;高于去耦所需值。

該降壓電阻降低了引腳6的電壓，從而為輸出晶體管提供了額外偏置余量。例如，在圖3所示的均方電路中，169 Ω降壓電阻兩端的11 mA靜態(tài)電流產生1.86 V的裕量。由于僅旨在對電源進行去耦，與引腳3的負電源串聯(lián)連接的去耦電阻僅為10 Ω。

 

 

圖3. 直流至500 MHz均方電路

本應用筆記大部分是關于載入輸出的更有效方式。例如，由于經過完全校準，兩個或更多個AD834的輸出可通過并聯(lián)連接來精確求和，如本應用筆記稍后討論的均方根應用。

均方檢波器

首先我們來討論一下均方檢波器(圖3)，其輸出是與輸入功率成正比的直流電壓。該電路僅需要校準信號發(fā)生器和直流電壓表就能說明AD834的超高速特性，因此非常有用。

輸入信號被施加于并聯(lián)連接的X和Y輸入。瞬時輸出電流因此與輸入電壓的平方成正比。幅度為A的正弦輸入電壓的平方是兩倍頻率下的失調余弦：

 

 

如果AD834的輸入具有上述正弦形式，則瞬時輸出電流(使用公式1)便為：

 

 

對于最大1 V幅度的正弦曲線，其平均值僅為2 mA.

在AD834引腳4和5兩端測得的滿量程差分電壓因此為2 mA× (50 Ω+ 50Ω)，即200 mV.該平均值由低通濾波器提取，低通濾波器由4.7uF 0.022 F(AVX器件#SR505E475MMAA和#SR505a223JAA)電容配合50 Ω集電極負載電阻(具有約650 Hz的-3 dB頻率)構成。

由于4.7uF電容使用緊湊但有損的Z5U電介質材料，而22 uF電容使用在最高頻率下也能確保良好濾波的高Q NPO電介質，兩個電容并聯(lián)連接。請注意，4.7uF電容的容差為-20%至+80%,因此其-3 dB頻率不精確，不過通常并不需要器件具有精確特性。進一步濾波由從AD711運算放大器的反饋電阻分流的電容執(zhí)行，電容配置為具有65 Hz的-3 dB頻率。

由于電路有限地求平均值，低頻輸入下將產生一些紋波。

對于所示電路，1 kHz輸入將產生均方值加-42 dB 2 kHz紋波;對于100 kHz輸入，紋波僅為-80 dB.由于輸出帶寬受限，可以使用具有充足共模范圍的通用低速運算放大器，從而消除電平轉換需要。放大器差分增益可適當選擇以提供方便的比例因子。

圖3所示電路的滿量程增益如下計算。1 V(峰值)正弦輸入的平均輸出電流為±2 mA,在每個50 輸出負載電阻兩端產生±100 mV電壓或200 mV差分電壓。放大器配置為2.5的差分增益(反饋電阻對源電阻)，從而對1 V rms輸入產生0.5 V直流輸出的電路增益。

該電路的帶寬由封裝電容和電感限制。在8引腳cerdip封裝中，由于封裝諧振，乘法器響應通常在500 MHz開始上升，在800 MHz到達峰值，然后滾降。輸入端的24.9 電阻抑制諧振，產生在800 MHz前基本平坦的響應。(表貼封裝AD834的封裝電感不同。)圖4顯示了整個頻率范圍內三種不同功率電平的結果，使用圖5所示的測試配置。

忽略與高阻抗輸入串聯(lián)的24.9 電阻，圖3所示均方電路的輸入電阻為50 .由于滿量程輸入范圍為±1 V,在正弦輸入假設下，50Ω輸入負載的最大可測量功率為10 mW(20 dBm)。

 

 

圖4. 均方電路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm輸入功率電平下的頻率響應

 

 

圖5. 測試配置

為獲得更大的輸入范圍，輸入端具有50Ω串聯(lián)電阻的分壓器將縮減AD834上的電壓，同時維持適當?shù)亩私与娮琛＠?，如果將輸入信號施加于與5Ω接地電阻串聯(lián)的45 Ω電阻，則從分壓器中間節(jié)點截取AD834輸入將給輸入信號帶來20 dB的衰減，同時維持50Ω (45Ω + 5 Ω)的端接電阻。

低功率信號的檢測受限于運算放大器的直流失調和共模抑制。例如，運算放大器內僅存在1 mV失調時，對應于50Ω兩端22.4 mV rms的-20 dBm信號將產生4.5%的誤差。如果AD834 X通道失調僅為2 mV,可產生10%的誤差。[!--empirenews.page--]

均方根-直流轉換器

均方根(rms)電路(圖6)不僅僅是在上述均方檢波器電路后添加平方根電路。頻率響應由前端平方器和輸出濾波器決定。根據(jù)均方說明，平方器在超過500 MHz后起作用，而較低的-3 dB頻率響應為340 Hz (100 Ω和4.7iF)。請注意，輸入端的電阻分壓器網絡決定滿量程輸入電壓為±2 V峰值。

平方根函數(shù)通過在AD711運算放大器的反饋環(huán)路內對AD834求平方來執(zhí)行。2N3904晶體管起緩沖器的作用。用于平方根部分的AD834緩沖輸出與X和Y通道輸入間的電阻分壓器網絡(兩個100 Ω)決定輸出調整為±2 V滿量程。

對兩個AD834的輸出求電流差。由于激光調整后AD834輸出信號電流縮放具有高精度，可實現(xiàn)精確的輸出求差和求和。AD711迫使兩個AD834信號電流間的差異趨于零。零點校準中的任何誤差會在兩個100 Ω上拉電阻兩端產生電壓。

通過15 kΩ、85 kΩ和0.1uF網絡執(zhí)行額外濾波和電平轉換后，殘余誤差由整個AD711開環(huán)增益放大。放大后的誤差信號迫使反饋環(huán)路內AD834的輸出匹配均方AD834的輸出。當均方根電路輸出等于電路輸入均方函數(shù)的平方根以及均方根函數(shù)時，誤差歸零。

小信號電平下電路的精度受限于不可避免的失調電壓。雖然均方函數(shù)的標稱0 V輸入(1 mV誤差)產生1 uV輸出誤差，同樣的輸入誤差通過平方根電路卻可產生31.6 mV的輸出誤差。

 

 

圖6. 直流至500 MHz均方根-直流轉換器

直流耦合VCA應用

如果無法排除AD834的直流響應，由于高速運算放大器共模范圍通常不足，必須使用某一形式的無源或有源電平轉換。以下應用顯示了在寬帶電壓控制放大器方案中使用有源或無源電平轉換電路的情形。

使用無源電平轉換的直流至60 MHz電壓控制放大器圖7顯示了使用無源網絡作為電平轉換器的電路示意圖。

此處選擇的運算放大器為AD5539.

 

 

圖7. 使用無源電平轉換的直流至60 MHz電壓控制放大器

AD5539使用與AD834相同的工藝構建，在高閉環(huán)增益下提供2 GHz的增益帶寬積。與大多數(shù)運算放大器不同，AD5539擁有接地引腳和全NPN輸出級，以"A類"方式工作以實現(xiàn)器件的高速度(參見圖8)。更細致的考察顯示，輸出節(jié)點與輸入間以及這些電壓與地之間存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常規(guī)屬性在使用時需要特別小心。

 

 

圖8. ADS539運算放大器原理示意圖

首先考慮A類輸出級的后果。大多數(shù)運算放大器中，負載上的輸出既可"上拉"也可"下拉",但NPN發(fā)射極-跟隨器輸出級只能上拉。AD5539具有2 k的內部下拉電阻(R11)，僅可供應2或3毫安的電流。通用高速乘法器擺幅至少必須能夠達到±1 V,同時驅動最低50 的負載電阻。在此輸出電平下，負載電流為±20 mA,因此必須通過外部下拉電阻供應。事實上，下拉電流必須遠大于該值，且需要仔細考慮。

圖9顯示了計算方法。425 mV電壓源為"IBRC",即AD834的穩(wěn)定電流8.5 mA乘以負載電阻RC,此處設置為50Ω.當滿量程輸出電流為+4 mA時，圖9(a)中的200 mV電源為"IWRC"發(fā)生器。由此計算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

接下來計算W2處的電壓。由于理想運算放大器的輸入電流為零，W2上無負載，電壓為V2乘以125/(125 + 50)的衰減比，即4.125 V.由于理想運算放大器的輸入電壓為零，W1處于相同電壓下，因此現(xiàn)在可以計算出上部50 電阻中的電流為(5.375-4.125)/50 mA,即25 mA.同樣，運算放大器輸入端基本上無電流，因此25 mA全部流入125 的反饋電阻，從而在兩端產生3.125 V的壓降。最后，用W1處的電壓(4.125 V)減去此壓降，計算出輸出為+1 V.

注意此時的結果有些出乎意料：盡管20 mA的電流流入負載，25 mA的較大電流卻流入反饋電阻!這一異常事件狀態(tài)是由于將比例因子減小至預期值所需的反饋電阻具有極低值，并且AD834輸出端所需的相對較大電壓確保了輸出W1和W2的正確偏置。因此，即使負載僅需20 mA的源電流，仍需要在下拉電阻RP內提供至少5 mA,以偏置AD5539內的輸出發(fā)射極-跟隨器。當AD834的輸出電流反向時情況變得更嚴重，因為現(xiàn)在需要在50負載中提供20 mA吸電流，而且反饋電阻兩端的電壓更高了。

這一情況如圖9(b)所示。計算過程與前述相同，我們發(fā)現(xiàn)，反饋電阻內的電流現(xiàn)為39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的負載電流，并在反饋路徑內另外提供大約40 mA,同時兩端電壓為5 V.這要求RP = 83 Ω。實際上，該值應略低一些，以防止壓擺率限制下降時間。另外，反饋電阻將從125Ω升至133Ω,以在上述大負載條件下補償AD5539的有限增益。如果求50Ω 負載、70Ω下拉電阻和約150Ω有效反饋電阻的并聯(lián)和，放大器上的實際負載僅為24 !

AD5539在大于5的未補償增益下性能穩(wěn)定，此電路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10 Ω網絡通過放棄足夠的開環(huán)增益執(zhí)行補償，以便在驅動50Ω負載時實現(xiàn)穩(wěn)定的性能。對于更高的阻抗負載，可能需要減少10Ω補償電阻。

 

 

 

 

圖9. 用于計算下拉電阻值的等效電路

節(jié)點W1和W2之間是電平轉換網絡，平均電壓約為+4 V,連接至接近地電壓的AD5539輸入端。采用所示值，運算放大器輸入設置為稍低于地電壓(約-460 mV)。該網絡將低頻開環(huán)增益減半，當AD5539輸入端存在失調電壓時這對直流精度有一些影響。如果輸出失調較為重要，應插入與3.74 k電阻串聯(lián)的500 電位器，并且將滾動條設置為-6 V.

接著將X和Y輸入設置為零，調節(jié)零輸出。

另外請注意，AD834上的"內部"引腳X1和Y2應接地，以便將高頻饋通降至最低;通過切換W1和W2校正X輸入端的最終反相。

圖10顯示當輸入脈沖施加于X輸入以及Y輸入設置為+1 V時的脈沖響應，指示6 ms的上升時間。

 

 

圖10. 直流至60 MHz電壓控制放大器的脈沖響應

圖11顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網絡分析儀上截取的一組頻率響應。0 V情況下，調節(jié)Y輸入以將輸入失調歸零。請注意，高頻饋通小于滿量程的-65 dB (f < 3 MHz)。

 

 

圖11. 直流至60 MHz電壓控制放大器的頻率響應

使用有源電平轉換的直流至480 MHz電壓控制放大器。

圖12(a)顯示了使用PNP晶體管作為共基級或共源共柵電路的有源電平轉換器。此處，通過三個理想電流源模擬AD834,兩個用于8.5 mA偏置電流，一個用于±4 mA差分信號電流。晶體管基極連接到+ 5V,無信號時，發(fā)射極電位保持5.7 V在電阻R1和R2兩端產生3.3 V的電壓。圖12(b)顯示的是一個等效電路。

 

 

圖12. 使用有源電平轉換器的AD834輸出級

信號電流發(fā)生器為零時，求解流入發(fā)射極的電流，得出等效直流偏置電流為7.17 mA.在交流域內，對于信號電流發(fā)生器，R1和R2均連接到低阻抗節(jié)點。通過檢查，原始信號電流已按以下比例縮放：

 

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由于AD834輸出具有極高輸出阻抗，可忽略等效串聯(lián)電阻。假定正常，R3兩端流入共源共柵電路發(fā)射極的7.17mA全部流出共源共柵電路集電極。R3兩端電壓則為：

 

 

運算放大器輸入低于地電壓350 mV,且在寬帶放大器的共模范圍內。

只要用戶不建立任何雜散極點，配置為共源共柵電路的晶體管的帶寬為晶體管單位增益頻率(fT)。選擇R1和R2時，如果其并聯(lián)和對于晶體管寄生發(fā)射極-基極電容過大，或者R3對于晶體管寄生集電極-基極電容過大，將產生降低電路頻率響應的干擾極點。

 

 

圖13. 使用有源電平轉換的直流至480 MHz電壓控制放大器

使用有源PNP電平轉換器時的另一潛在缺點是共源共柵電路發(fā)射極的振蕩。雙極性結型晶體管發(fā)射極的輸入阻抗在接近其增益帶寬積(fT)的頻率下為感性，而AD834輸出為容性。由于系統(tǒng)具有高帶寬，這些阻抗可導致振蕩。

為防止此類振蕩，圖12中的發(fā)射極利用R2與AD834輸出隔離。這可以防止振蕩，同時提供公式4中敘述的信號衰減(增益控制)。2N3906提供無諧振或振蕩時的寬帶電平轉換。使用其他晶體管時必須格外謹慎。

共源共柵電路集電極上的信號電流現(xiàn)在以差分電流形式饋入寬帶放大器，形成圖13所示的電壓轉換器配置。此配置類似于由運算放大器驅動的電流電壓轉換器，該轉換器通常跟隨在電流輸出乘法數(shù)模轉換器之后。

AD9617是驅動電流電壓轉換器的極佳選擇。AD9617是第二代跨導放大器(也稱為電流反饋和TZ放大器)，擁有完全互補輸出級(不同于AD5539)，針對400反饋電阻進行了優(yōu)化。

AD9617輸入直接連接到共源共柵電路集電極。運算放大器在輸入節(jié)點間建立虛擬短路，迫使所有信號電流流入反饋路徑。轉換器差分跨阻為400.所需縮放可通過上述R1和R2衰減網絡獲得。AD9617輸出端的電路滿量程增益(X = Y= 1 V)如下計算：

 

 

即反轉端接電阻后為1.04 V.實際電路顯示了更接近一的滿量程增益。

圖14顯示了施加于X輸入的滿量程階躍響應(-1 V至+ 1 V)及設置為+1 V的Y輸入，證明電路上升時間不足2 ns,并呈現(xiàn)出一些過沖，但未發(fā)生振鈴。請注意輸出在500 V/s以上擺動。

 

 

圖14. 寬帶VCA的階躍響應

圖15顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網絡分析儀上截取的一組頻率響應。Y輸入實際被調節(jié)至將輸入失調歸零。請注意，電路具有500 MHz的小信號帶寬(輸入功率電平為0 dBm)。該帶寬可在反相節(jié)點利用兩個1 pF電容來實現(xiàn)。高頻饋通小于滿量程的-80 dB(f < 2 MHz)。

 

 

圖15. 寬帶VCA的頻率響應

AD834用作視頻開關

將0 V和+1 V施加于用作柵極控制的X通道，并將視頻信號施加于Y通道時，AD834便成為高速視頻開關。圖16通過以ECL開關為中心的高速電流開關電路說明這一概念。電流流經Q1或Q2,具體取決于輸入電壓。電流開關可確保干凈快速地切換至已決定的電平(+ 1 V與地)，使用戶可對柵極輸入執(zhí)行過驅和欠驅。

 

 

圖16. AD834用作高速視頻開關

柵極電路輸入從+1 V升至+2 V時，AD834接通。在1 V以下，Q1幾乎吸收來自216 電阻的所有電流;2N3906晶體管關斷。此狀態(tài)下，從X2輸入至地的100 Ω電阻準確關閉Y通道，同時Y通道饋通至在-50 dB下測量的輸出。Q2基極保持在1.6 V時，晶體管發(fā)射極電位為2.35 V.在獨立于柵極輸入高電平的X2輸入下，261 Ω電阻穩(wěn)定的10.2 mA(減去基極電流)在100Ω電阻兩端產生+1 V電壓。

圖17顯示了1.5 ns上升時間脈沖選通200 MHz信號的示波器照片。所得包絡上升時間為2.7 ns;下降時間為3.0 ns.盡管開關信號可能更慢，AD834輸出級應具有大于100 MHz的帶寬，以便維持3.5 ns的包絡上升時間。

 

 

圖17. 視頻開關上升時間

交流輸出耦合法

許多應用中，輸出端的直流分量可以丟棄。此類情況下，寬帶緩沖器可容易地交流耦合到AD834輸出。以下電路顯示了使用簡單的變壓器和巴倫作為無源、交流耦合輸出電路。

變壓器耦合輸出

圖18顯示了中心抽頭輸出變壓器的使用，該器件在輸出端W1和W2提供必要的直流負載條件，并且設計成通過選擇適當?shù)脑褦?shù)比匹配所需的負載阻抗。變壓器設計的具體選擇完全取決于應用。變壓器也可在輸入端使用。中心抽頭變壓器可減少高頻失真，通過驅動平衡信號輸入降低高頻饋通。合適的中心抽頭變壓器包括Coilcra WB2010PC,制造商指定的工作頻率范圍為0.04 MHz至250 MHz.

 

 

圖18. AD834與變壓器耦合輸出

巴倫耦合輸出

圖19顯示了使用隔直電容來消除直流失調，并使用巴倫(特別有效的變壓器)將差分(或平衡)信號轉換為單端(或不平衡)輸出的電路。巴倫由長度較短的傳輸線路構成，線路纏繞在環(huán)形鐵氧體磁芯上，用于將"平衡"輸出轉換為"不平衡"輸出。

 

 

圖19. AD834與巴倫耦合輸出

盡管使用的符號與變壓器相同，工作模式卻大相徑庭。首先，負載現(xiàn)在應等于線路的特性阻抗，盡管線路長度較短時此條件通常并不重要。集電極負載電阻RC也可選擇成反向端接線路，同樣，該條件僅適用于使用長電氣線路時。

大多數(shù)情況下，RC應為直流條件允許的最大值，以便將負載的功率損失降至最低。線路可以是小型同軸電纜或雙絞線。

必須注意，巴倫的帶寬上限僅由傳輸線路質量決定;因此通常超過乘法器。這不同于傳統(tǒng)變壓器，信號以通量形式在磁芯內傳遞，且受磁芯損耗和泄漏電感限制。帶寬下限整體而言由線路串聯(lián)電感決定，也受負載電阻影響(如果隔直電容C足夠大)。實際上，巴倫可在遠遠寬于變壓器的帶寬上提供極佳的差分至單端轉換。

實現(xiàn)

構建這些電路需要良好的高頻技術。電路示意圖是合適的建議布局。本應用簡介中描述的所有電路均需要接地層。

接地層應盡可能大地覆蓋元件側，但不得在IC正下方或包圍任何個別引腳。插口會增加引腳電容和電感，應予避免。如果不得不使用插口，應使用單獨引腳插口，例如AMP p/n 6-330808-3.它引起的雜散電抗比模制的插口組件小得多。在IC上，除主要去耦電容外，每條電源走線還應使用0.1F低電感陶瓷電容去耦。所有引線長度應盡量短。長度在一英寸以上的引線應使用帶狀線技術。