采用ZXSC300系列DC-DC控制器的LED驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

作為鹵素?zé)舻蛪赫彰鞯囊环N替換技術(shù)，LED照明日益流行。與鹵素?zé)襞莶煌氖?，LED沒有效率低、可靠性差以及使用壽命短等題目的困擾。本文描述了一種在直流照明系統(tǒng)中驅(qū)動(dòng)大功率LED的新方法，這種解決方案能提供95%的效率、更長的使用壽命，并能承受更高的電氣和機(jī)械沖擊。

在圖1所示的電路中，ZXSC300系列DC-DC控制器驅(qū)動(dòng)以降壓模式工作的外部開關(guān)。表1列出了12V電源系統(tǒng)的材料清單。通過增加R2的值可提供更高的系統(tǒng)電壓，例如，要得到24V的電壓僅需將R2值改為2.2kΩ，同時(shí)電容C1也須有更高的額定電壓，電路基本工作原理如下：

當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，電流流過LED、電容C2和電感。當(dāng)R1兩真?zhèn)€壓降達(dá)到Isense引腳的閾值電壓時(shí)，Q1關(guān)斷并保持一個(gè)固定時(shí)間，電感中的能量流過D1和LED。經(jīng)過這個(gè)固定時(shí)間后，Q1重新導(dǎo)通，如此循環(huán)往復(fù)。

下面對電路的工作原理進(jìn)行更具體地分析，以得到電路參數(shù)及與系統(tǒng)設(shè)計(jì)相關(guān)的計(jì)算。下面從開關(guān)Q1在一個(gè)固定時(shí)間TON內(nèi)導(dǎo)通開始分析。ZXSC310將Q1導(dǎo)通直至它在Isense引腳上檢測到19mV電壓(標(biāo)稱值)，于是達(dá)到此閾值電壓時(shí)Q1上的電流為19mV/R1，稱為IPEAK。

當(dāng)Q1導(dǎo)通，電流從電源流出，流過C1和串聯(lián)LED。假設(shè)LED正向壓降為VF，則剩下的電源電壓將全部落在L1上，稱為VL1，并使L1上的電流以di/dt=VL1/L1的斜率上升。其中di/dt單位為安培/秒、VL1的單位為伏、L1的單位為亨。

Q1 與 R1上的壓降忽略不計(jì)，由于Q1的導(dǎo)通電阻RDS(ON)很小，且R1上的壓降總是小于19mV。19mV是Q1的關(guān)斷閾值電壓，依據(jù)Isense引腳的閾值電壓設(shè)置。

VIN=VF+VL1

TON=IPEAKxL1/ VL1

　由于將VIN減往LED正向壓降可得到L1兩真?zhèn)€電壓，故可算出TON。因此，假如L1較小，則對于同樣的峰值電流IPEAK及電源電壓VIN，TON 亦較小。請留意，在電感電流上升到IPEAK的過程中，電流流過LED，因此LED上的均勻電流即是TON上升期間及TOFF下降期間的電流之和。

現(xiàn)在看一下Q1關(guān)斷期間(TOFF)的情況。ZXSC300系列DC-DC控制器的TOFF在內(nèi)部被固定為1.7us(標(biāo)稱值)，需要留意的是，假如用該值來計(jì)算電流斜坡，則其范圍最小為1.2μs，最大為3.2μs。

為盡量減少傳導(dǎo)損耗及開關(guān)損耗，TON不能比TOFF小太多。過高的開關(guān)頻率會(huì)造成較高的dv/dt，因此建議ZXSC300和310的最高工作頻率為200 kHz。假設(shè)固定TOFF為1.7μs，則TON最小值為5μs-1.7μs=3.3μs。然而這不是一個(gè)盡對限制值，這些器件已可在2至3倍該頻率下工作，但轉(zhuǎn)換效率會(huì)降低。

在TOFF期間，儲(chǔ)存在電感中的能量將被轉(zhuǎn)移到LED，只在肖特基二極管上有一些損耗。儲(chǔ)存在電感中的能量為：

EQ1

系統(tǒng)可以以連續(xù)或非連續(xù)模式工作，兩者之間的差別及對均勻電流的影響將在后面部分中解釋。

假如TOFF恰好是電流達(dá)到零所需的時(shí)間，則LED中的均勻電流將為IPEAK/2。實(shí)際上，電流可能會(huì)在TOFF之前達(dá)到零，此時(shí)均勻電流將小于IPEAK/2，由于在這個(gè)周期里有一段時(shí)間LED的電流為零，這稱為“非連續(xù)”工作模式。

假如經(jīng)過1.7μs后電流沒有達(dá)到零，而是下降到IMIN，則稱器件進(jìn)進(jìn)“連續(xù)”工作模式。LED電流將在IMIN與IPEAK之間上升和下降(di/dt斜率可能不同)，此時(shí)均勻LED電流為IMIN與IPEAK的均勻值。

　　通過用實(shí)際值進(jìn)行計(jì)算，上面的原理可運(yùn)用于實(shí)際電路設(shè)計(jì)。例如，已知輸出電壓穩(wěn)定的12V直流電源以及3個(gè)功率為1W的LED(需要340mA工作電流)，即可參考圖1所示的電路及表1列出的材料清單進(jìn)行設(shè)計(jì)。該設(shè)計(jì)可工作在11V至18V電源電壓范圍內(nèi)。

電源輸進(jìn)電壓=VIN=12V，LED正向壓降=VF=9.6V，VIN =VF+VL1。因此，VL1=12V-9.6V=2.4V。

峰值電流=Vsense/R1=34mV/50m(=680mA，這里R1就是Rsense。

TON=IPEAKxL1/VL1

在上述等式中，近似以為在整個(gè)電流上升與下降期間LED正向壓降不變。事實(shí)上它會(huì)隨電流升高而增大，但這些公式使設(shè)計(jì)計(jì)算的結(jié)果在實(shí)際電路所用器件的容差范圍內(nèi)。此外，VIN與VF之間的差值小于它們中的任何一個(gè)，所以6.2μs的上升時(shí)間將基本上取決于這些電壓值。

值得留意的是，對于9.6V的LED正向壓降以及300mV的肖特基二極管正向壓降來說，從680mA下降到零的時(shí)間為：

由于TOFF一般為1.7μs，所以電流有足夠的時(shí)間降到零。然而，盡管1.5μs已相當(dāng)接近1.7μs，由于器件的容差，線圈電流可能不能降到零。但這不是什么大題目，由于殘余電流會(huì)很小。需要留意的是，由于對峰值電流的丈量及關(guān)斷，不可能產(chǎn)生在具有固定TON時(shí)間的轉(zhuǎn)換器里發(fā)生的危險(xiǎn)的“電感階躍”(inductor staircasing)題目。由于電流可能永遠(yuǎn)都不會(huì)超過IPEAK，所以即使電流從一個(gè)有限值開始增長(即連續(xù)模式)，也不會(huì)超過IPEAK，于是LED電流將近似即是680mA與0的均勻值，即340mA。它并不是嚴(yán)格意義上的均勻值，由于有200ns的時(shí)間里電流為零，但與IPEAK及器件容差相比這非常小。

圖2與圖3分別描述了12V與24V系統(tǒng)的性能。

電路設(shè)計(jì)計(jì)算

在TON期間(假設(shè)為非連續(xù)工作模式)，電源的輸進(jìn)功率即是VIN×IPEAK/2，因而電源的均勻輸進(jìn)電流即是該電流乘以TON相對于整個(gè)周期時(shí)間的比值。

從上式可看出均勻電源電流是如何在較低電壓下隨著TON相對于固定的1.7μs的增加增大。這是符合功率原理的，由于當(dāng)電源電壓較低時(shí)，固定(或近似固定)的LED功率需要更多電源電流才能獲得相同功率。

因此，當(dāng)輸進(jìn)電壓與輸出電壓的差別變得更大時(shí)，從電感轉(zhuǎn)移到LED的能量比LED直接從電源獲取的能量要更多些。假如能計(jì)算出使電流正好在1.7μs時(shí)達(dá)到零的電感值L1及峰值電流IPEAK，則LED的功率將不會(huì)太依靠于電源電壓，由于此時(shí)LED中的均勻電流總是近似為IPEAK/2。

隨著電源電壓的增加，達(dá)到IPEAK所需的TON將減小，但LED的功率基本恒定，且在TON期間只吸取從零至IPEAK的電源電流。電源電壓越高，TON占整個(gè)周期的比例越小，所以較高電源電壓時(shí)的均勻電源電流亦較小，這樣保持了功率(和效率)的恒定。

肖特基二極管正向壓降會(huì)使效率降低。例如，假設(shè)LED的VF為6V，肖特基二極管的VF為0.3V，則從電感轉(zhuǎn)移過來的能量的效率損失為5%，即肖特基二極管正向壓降與LED正向壓降之比。在TON期間，肖特基二極管不在電流回路中，故不會(huì)引進(jìn)損耗，因此整個(gè)效率損失比取決于TON與TOFF之比。對于TON占整個(gè)周期的大部分的低電源電壓來說，由肖特基二極管引進(jìn)的損耗并不大。當(dāng)LED電壓較高(多個(gè)LED串聯(lián))時(shí)，肖特基二極管引進(jìn)的損耗也不大，由于此時(shí)肖特基二極管正向壓降在整個(gè)壓降所占的比例將更小。

本文小結(jié)

本文的電路設(shè)計(jì)顯示了如何在鹵素?zé)襞萏鎿Q應(yīng)用中使用高效率電路驅(qū)動(dòng)LED。盡管LED擁有比鹵素?zé)襞莞叩某跏急惧X，但總本錢比鹵素?zé)襞莸突蛘呦喈?dāng)。在一些很難進(jìn)行替換或替換用度昂貴的應(yīng)用中，LED可能是唯一的具有本錢效益的解決方案。隨著LED照明輸出效率逐步進(jìn)步以及本錢降低，使用LED照明的趨勢將會(huì)更加明顯。