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[導讀]摘要 針對便攜式醫(yī)療康復設備領域中電池供電、高隔離度和高電壓輸出的要求,設計了一款新型低輸入電壓供電、雙路高壓輸出隔離的開關電源。該設計采用鋰電池供電,采用基于

摘要 針對便攜式醫(yī)療康復設備領域中電池供電、高隔離度和高電壓輸出的要求,設計了一款新型低輸入電壓供電、雙路高壓輸出隔離的開關電源。該設計采用鋰電池供電,采用基于占空比<50%的電流型脈寬調(diào)制控制芯片UC3845的反激拓撲結(jié)構(gòu)和光耦反饋網(wǎng)絡電路,實現(xiàn)雙路隔離正負高壓電源輸出。電源輸入電壓為10~14 V,輸出電壓為雙通道+35/-35 V隔離,功率為14 W,效率是75%,電源模塊面積為65 mm×40 mm。仿真與實際測試結(jié)果表明,該電源可實現(xiàn)正負高壓電源隔離輸出。

關鍵詞 反激;開關電源;電流型脈寬調(diào)制;反饋電路

隨著社會發(fā)展,人口老齡化問題及各種中老年疾病問題也愈發(fā)嚴重,腦卒中目前已經(jīng)成為人類死亡率和致殘率最高的中老年疾病之一,中風患者由于腦部運動中樞受損而導致肢體運動功能喪失。目前,醫(yī)院主要使用高壓電刺激脈沖輸出的康復醫(yī)療設備對患者進行運動康復治療。為方便患者出院后在家進行康復訓練,需要一種電池供電、隔離度高和電壓輸出高的便攜式醫(yī)療設備,便于患者隨身攜帶。因此,研究并設計一款低輸入電壓供電、雙路高壓輸出隔離、體積小的電源對于設計便攜式康復醫(yī)療設備具有重要意義。

近年來隨著功率器件不斷更新和脈寬調(diào)制技術(shù)(Pulse Width Modulation,PWM)的日趨完善,開關電源技術(shù)也得到了快速發(fā)展。開關電源是一種功率變換的裝置,具有小體積、高效率、寬輸入電壓、隔離輸出、低成本等優(yōu)點,被譽為高效節(jié)能電源。而反激開關電源是其中成本最低的電源,其輸出功率為10~100 W,可輸出不同的電壓,電壓調(diào)整率較好。

本文介紹一種基于電流型PWM芯片UC3845的反激開關電源設計,設計輸入電壓為10~14 V DC,輸出電壓為雙通道+35/-35 V DC隔離,功率為14 W,效率是75%,該電路采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431配合光耦構(gòu)成的反饋回路,相比于傳統(tǒng)的離線式結(jié)構(gòu)的開關電源,具有高隔離度,電路抗干擾能力強、紋波電壓小,對于負載變化大和輸出電壓變化大的情況可較快響應,并具有較高的穩(wěn)定性。

1 工作原理與設計指標

圖1所示是本開關電源整體框圖。主要包括MOS管、反激變壓器及輸出電路、光耦隔離反饋電路和UC3845芯片及外圍電路組成。其中,輸出電壓通過光耦隔離反饋電路,進入UC3845芯片內(nèi)置誤差放大器(EA),控制PWM的占空比,從而控制MOS管導通時間,實現(xiàn)正負雙向電源的隔離和穩(wěn)壓輸出。其工作過程為:當MOS開關Q1導通時,所有整流二極管D1、D2都反向截止,輸出電容C1、CS給負載供電。此處反激變壓器T1相當于一個純電感,并不是真正的變壓器。流過Np的電流線性上升,達到峰值Ip;當MOS開關Q1關斷時,所有繞組電壓反向。此時反激電壓使輸出二極管D1、D2進入導通狀態(tài),同時Np 儲存的能量傳送到次級,提供給負載電流,同時給輸出電容C1、CS充電。

 

 

2 電路設計

利用電源設計指標,設計本電源的電路原理如圖2所示。

 

2.1 UC3845外圍電路及MOS電路設計

該部分電路UC3845供電可直接使用12 V輸入鋰電池供電,開關工作頻率fsw由連接芯片RT/CT引腳的電阻電容控制,并有

 

其中,fsw的單位為kHz,RT的單位為kΩ,CT的單位為μF。設計中RT為2.37 kΩ,CT為1.2 nF,所以根據(jù)式(1)可求得fsw為302 kHz。MOS管M1型號為IRFZ44ESPbF,電流模采樣電阻Rs為0.33 Ω,其采樣的電流經(jīng)過RC濾波器(R2=1 kΩ,C2=470 pF)濾除高頻雜波后輸入給UC3845的ISENSE引腳。

2.2 反激變壓器參數(shù)設計推導

2.2.1 確定變壓器初/次級匝數(shù)比Np/Ns

本設計變壓器磁芯選用型號為EE19-Z。確定開關管可承受的最大關斷電壓Vms,同時選定管子時盡量使Vms小,保證當有30%的輸入直流電壓最大值Vdc尖峰疊加在Vms時,開關管的最大耐壓值(Vceo,Vcer,Vcev)仍可保留30%的裕量。功率MOS開關管選定型號為 IRFZ44ESPbF,其最大耐壓為60 V,導通最大電流為48 A,導通電阻為23 mΩ。所以選定Vms=24 V,利用下式計算變壓器初次級匝數(shù)比Np/Ns。

 

其中,Vo為輸出電壓。本設計中,Vdc=14 V,Vo=35 V,所以可計算次級匝數(shù)比Np/Ns為10:36,近似為9/40。

2.2.2 確定最大導通時間Ton(max)

保證磁芯不飽和且電路始終工作在DCM模式。最大導通時間Ton(max)計算公式為

 

本設計開關頻率fsw=300 kHz,周期T為3.335μs,根據(jù)式(5)可得到Ton(max)=2.852μs,所以得到最大占空比Dmax=Ton(max)/T=0.427 9。

2.2.3 確定初級線圈繞組參數(shù)

利用下列公式計算初級繞組電感Lp

 

根據(jù)式(6)可求得Lp為5.2μH,同時利用根據(jù)式(5)可求得Ip(max)為6.4 A,初級線圈繞組流經(jīng)電流有效值可根據(jù)式(7)計算。

 

得到Ip(max)為2.4 A,初級總圓密耳為500×2.4=1 200圓密耳。

2.2.4 確定次級線圈繞組參數(shù)

次級繞組線圈電感值的計算公式為

 

經(jīng)過計算得到Is(rms)=0.49 A,次級圓密耳為500×0.49=247圓密耳。

2.3 反激變壓器及輸出電路設計

變壓器參數(shù)根據(jù)上文推導計算,表2所示為依據(jù)設計指標計算好的變壓器參數(shù)。

 

2.4 光耦隔離反饋電路設計

如圖2所示,光耦PC817反饋電路負責解決輸入輸出隔離問題,PC817三極管側(cè)電路使用輸入電源地GROUND,而其二極管側(cè)電路全部使用輸出電源地 COM,完成輸入地與輸出地的隔離,同時形成閉環(huán)反饋控制環(huán)。PC817發(fā)光二極管陰極接TL431的陰極,三端可調(diào)分流基準源TL431,相當于一個內(nèi)部基準為2.5 V的電壓誤差放大器。PC817集電極接UC3845內(nèi)置EA輸出補償引腳COMP,內(nèi)置EA的反相輸入端VFB接地。圖2中電阻R7和R9串聯(lián)接入到+35 V輸出電壓通道中,TL431的ref引腳接到該兩個電阻中間,并利用下式設定兩個電阻的阻值,使電阻R9上電壓等于TL431的內(nèi)置基準電壓2.5 V。本電路中這兩個電阻選定分別是105 kΩ和8.06 kΩ。

 

該隔離反饋電路工作原理是:當輸出電壓升高時(即高于35 V時),會使光耦二極管的電流增大,進而使三極管側(cè)電流增大,由于三極管集電極與UC3845的EA輸出端相連,且EA配置成同相放大器,光耦集電極電流增大使其超出EA的電流輸出能力,所以UC3845的EA輸出引腳COMP電壓下降,使PWM占空比D減小,根據(jù)式(10)可知,輸出電壓會下降;反之,當輸出電壓降低時,反饋電路作用后會最終使輸出電壓升高。

3 仿真與實驗結(jié)果分析

采用電源軟件Saber進行功能仿真,進行25 ms的瞬態(tài)仿真,并將結(jié)果列于表3中。圖3所示為本設計電源實物圖。電路模塊尺寸為65 mm×40 mm。圖4和圖5為實際測試輸出波形圖。

 

 

 

根據(jù)實際測試與仿真測試,得到表3所示的仿真和實測結(jié)果對比。對于兩通道的電壓輸出,實測與仿真誤差分別為1.372 V和0.261 V;對于瞬態(tài)直流特性,如圖4所示,本設計電源從上電到穩(wěn)定所需時間實際測試約為1 s,表3中通道1上升時間(T1rise)和下降時間(T2fall)實測與仿真差別較大,主要是由于仿真使用的是理想條件,與實際電路測試有一定的差別;電源的交流特性對比中,實際測試紋波要大于仿真數(shù)據(jù)。另外,通過圖5可得到,電源的開關工作周期約為3.3μs,即開關工作頻率為302 kHz,與設計指標相同。

4 結(jié)束語

本文使用ST公司的電流模芯片UC3845設計一款12 V鋰電池輸入、雙路+35 V/-35 V高電壓隔離輸出的開關電源,經(jīng)過仿真和實物焊接測試表明,該電源可實現(xiàn)正負35 V輸出,雖然實際電源電壓紋波大于設計指標,但由于是高壓輸出故不影響系統(tǒng)的使用性能。電源模塊面積為65 mm×40 mm,可用于醫(yī)療設備等需要高隔離度、需要電池供電和高電壓的儀器設計中。

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