隨著電力電子技術以及新型永磁材料的發(fā)展，直流電機以其良好的線性特性以及優(yōu)異的控制性能等特點，在多數變速運動控制和閉環(huán)伺服控制系統(tǒng)(如機器人、精密機床、汽車電子、家用電器以及工業(yè)過程等)領域中得到了廣泛的應用。
目前，直流電機控制數字化已成為主流趨勢，而高性能的電機控制算法多數是通過主控芯片實現的，隨著高速度、多功能的數字信號處理器(DSP)的出現，使得更復雜的電機控制策略得以實現。本文以TMS320F28335為主控芯片、IRF530為驅動芯片、IR2110為驅動控制芯片對直流電機進行了H橋驅動控制設計，該控制達到了很好的效果，具有較高使用價值。
1、直流電機驅動原理
直流電機的驅動方式很多，現成的驅動芯片有33886、L298N以及TB6539等，這些芯片都是基于H橋原理進行控制的。如果設計一些大功率的驅動，只能用分立元件自行搭接H橋驅動。H橋驅動電路能方便地實現電機的4象限運行，其原理拓撲結構如圖1所示。組成H橋驅動電路的4只開關管工作在開關狀態(tài)，K1、K4為一組，K2、K3為一組，兩組開關管工作狀態(tài)互補。當K1、K4導通且K2、K3截止時，電機兩端加正向電壓實現電機的正轉;當K2、K3導通且K1、K4截止時，電機兩端加反向電壓實現電機的反轉。實際控制中，電機可以在4個象限之間切換運行。電路中的4個二極管D1~D4為續(xù)流二極管，用來保護開關元件。
2、硬件電路設計
硬件電路設計的整體思路是：用PWM波控制圖1中開關K1、K4以及K2、K3通斷的方式來控制電機的正反轉，通過改變PWM波的占空比使電機得到不同的電壓，從而控制電機的速度。
2.1、開關元件的選擇
開關元件可選擇雙極型晶體管或場效應管，由于功率場效應管是電壓控制型元件，具有輸入阻抗大、開關速度快、無二次擊穿等特點，能滿足高速開關動作的需求。本文設計中4個開關均選用IR公司的N溝道增強型功率MOSFET管IRF530，其漏極電流為14A，并可以承受49A的單脈沖電流，最大電壓100V，其導通電阻不大于0.16Ω，滿足驅動要求。
2.2、MOSFET柵極驅動器件的選擇
IR公司提供了多種橋式驅動集成電路芯片，典型產品為IR2110。該芯片是一種雙通道、柵極驅動、高壓高速功率器件的單片式集成驅動模塊，由于芯片中采用了高度集成的電平轉換技術，大大簡化了功率器件對邏輯電路的控制要求，同時提高了驅動電路的可靠性。尤其是上管采用外部自舉電容上電，使得驅動電源數目較其他IC驅動大大減少。本次設計采用IR公司的IR2110作為驅動芯片。
IR2110工作頻率可達500kHz，邏輯電源電壓范圍為5V~15V，其浮置電源采用自舉電路，功率端驅動電壓最大可達500V，容許邏輯電路參考地與功率電路參考地之間有±5V的偏移量，其邏輯端和功率端使用單個15V電源即可工作，簡化了設計。IR2110典型應用電路圖如圖2所示。
圖2中的C1、C3和C4均為各電源與地之間的電容，其作用是利用電容的儲能防止電壓有大的波動，一般根據具體情況取10μF~100μF(本文設計選用10μF);R1和R2取值均為1k?贅。C2為自舉電容，VCC經D1、C2、負載、T2給C2充電，以確保在T2關閉、T1導通時，T1管的柵極靠C2上足夠的儲能來驅動。自舉電容一般選用1.0μF，具體與PWM的頻率有關，頻率低時，選用大電容;頻率高時，選擇較小的電容，本設計選用1.0μF電解電容。需要說明的是，若自舉電容取值不合適，將導致不能自舉，具體容量算法可參考參考文獻。
圖2中的D1為保護二極管，其作用是防止T1導通時高電壓串入VCC端損壞該驅動芯片。D1應選用快速恢復二極管，且導通電阻要小，以減少充電時間，如1N4148、FR系列或MUR系列等，本設計選用1N4148。
2.3、開關頻率的選擇
PWM波的頻率將影響到電機能否輸出最大轉矩以及轉矩的平穩(wěn)性，這里主要考慮最大轉矩。要得到最大的輸出轉矩，必須知道轉子磁極的方向，即確定轉子的位置，這對本設計的小型直流電機來說可暫不考慮。為了避免電機發(fā)出比較大的噪聲，應盡可能讓PWM波頻率在聲波范圍之外;另一方面，由于電機繞組的感性性質，頻率越高感抗越大，高的頻率會使電機的轉矩變小[9]。經分析比較，本文最終確定的電機頻率為250Hz，雖然有一定的低頻噪聲，但輸出轉矩效果很好。
2.4、控制器的選擇
目前，PWM波的產生有多種方式，可以用專門的PWM波產生芯片產生，也可由微控制器(如單片機、ARM、DSP、FPGA等)產生。本文微控制器選用了TI公司TMS320F28335型DSP，它是整個控制系統(tǒng)的核心部分，其性能在一定程度上決定了整個硬件系統(tǒng)的穩(wěn)定性。TMS320F28335為32bit浮點型DSP，其工作主頻達150MHz，有12路PWM輸出，其中6路是高精度PWM波通道，非常適合電機控制。
2.5、驅動控制電路整體設計
根據以上關鍵部件的選擇，設計得到圖3所示的驅動控制硬件電路圖。
PWM波由DSP的PWM產生，然后通過180歐電阻R5送至光耦TLP521。由于本設計的PWM波頻率不高，普通光耦TLP521已滿足要求。
圖3中，“非門”和“與非門”不僅是邏輯控制的需要，同時起到了對光耦輸出波形信號進行整形的作用。
T1~T4由4片IRF530構成H橋驅動對電機M進行控制，IRF530的柵極驅動由兩片IR2110完成，其中一片IR2110的HIN和另一片的LIN連在一起，用一個PWM控制信號驅動電機的上橋臂和下橋臂MOSFET。
兩片IR2110的SD端連在一起，由DSP的GPIO9管腳通過光耦合反相器G8后進行控制，GPIO9低電平時正常工作。
DSP的GPIO8管腳為高電平時G4門輸出有效，電機正轉;否則G3門輸出有效，電機反轉。所以可由DSP的GPIO8方便地控制電機的正反轉。
另外，由圖3可以看出，DSP輸出的正脈沖傳輸到IR2110的控制端時也是正脈沖，因此可以直接由PWM波占空比的大小控制直流電機轉動的快慢。
3、電路的測試
根據以上設計，由DSP產生PWM波，經過邏輯電路輸入到IR2110，從而控制IRF530的通斷，調節(jié)PWM波的占空比即可控制電機的轉速。
占空比即可控制電機的轉速。電路中，C1、C6取值為10μF，C2~C5取值為1μF，D1~D6選1N4148二極管，R1~R4取值為1kΩ，R5取值為180Ω，R6取值為10kΩ，反相器選為74LS04，“與非門”選74LS00，邏輯電壓取為+5V，柵極驅動電壓取為+12V，電機電壓取為+5V，3個電源均共地，但DSP電源是隔離的。當PWM波的頻率為250Hz、占空比為50%時，對型號為RN260-CN38-18130的電機進行了測試。測試示波器型號為安泰信ADS1102C。
圖4為經過“與非門”和反相器的信號，也是IR2110的控制信號?？梢钥闯觯盘柦涍^門電路后不僅干擾被大量減少，而且波形更加規(guī)則平整。
下橋臂的柵源電壓容易控制，但上橋臂的柵源電壓是由自舉電路形成的，因為在上橋臂導通時源極電壓基本等于驅動電機的電源電壓，這時要上橋臂的MOSFET繼續(xù)導通就必須使柵極電壓隨著源極電壓一起升高，不管源極電壓是多少，柵源電壓要保持不變，這就使得柵極電壓要隨著源極電壓進行浮動。
圖5(a)為上橋臂的源極對地電壓信號，圖5(b)為上橋臂的柵極對地電壓信號。可以看出，源極電壓隨著PWM波的變化而變化，其平均電壓浮動值為4.6V;而柵極電壓會隨著源極電壓的變化而相應浮動，其峰峰值為17.6V，則相對于源極電壓基本是13V，最終使得柵源電壓為穩(wěn)定值。
整體測試結果表明，直流電機運轉平穩(wěn)，控制精確，達到了設計要求。
本文對直流電機進行了H橋驅動控制的全過程設計，采用功率MOSFET芯片IRF530作為開關元件，IR2110作為MOSFET的柵極驅動控制，用DSP產生PWM信號并通過光耦及邏輯控制送至IR2110。成功地使上橋臂驅動電壓進行浮動控制，可以方便地進行啟停和正反轉控制，電機運行平穩(wěn)良好，達到了設計目的。本文給出的驅動控制電路也適合其他類似的應用，具有較大的實用參考價值。
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