基于PSpice的升壓型開關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計與仿真

20世紀(jì)50年代，美國宇航局以小型化、重量輕為目標(biāo)，為搭載火箭開發(fā)了開關(guān)電源。在半個多世紀(jì)的發(fā)展過程中，開關(guān)電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點而逐漸取代由傳統(tǒng)技術(shù)設(shè)計制造的連續(xù)工作的線性電源，并廣泛用于電子、電氣設(shè)備中。20世紀(jì)80年代，計算機(jī)全面實現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成了計算機(jī)的電源換代。20世紀(jì)90年代，開關(guān)電源在電子、電氣設(shè)備以及家電領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，開關(guān)電源技術(shù)進(jìn)入快速發(fā)展期。

Cadence旗下的PSpice是一款電路仿真軟件，能夠?qū)?fù)雜的模數(shù)混合電路進(jìn)行仿真，而且開關(guān)電源也不例外。

升壓變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

升壓變換器屬于間接能量傳輸變換器。供電過程包含能量的存儲和釋放兩方面。如圖1所示，Vclock是脈沖信號源，提供PWM電壓，用以功率開關(guān)S1的導(dǎo)通與截止。Rsense為電流取樣電阻，Resr為電容的等效串聯(lián)電阻。在開關(guān)S1導(dǎo)通期間，二極管D1截止，電感儲存能量，輸出電容單獨為負(fù)載提供電能。在開關(guān)S1斷開期間，二極管D1導(dǎo)通，儲存了能量的電感與輸入電源串聯(lián)，為輸出提供電能，其中一部分轉(zhuǎn)移到電容C1里。

1、工作于CCM條件下的升壓變換器波形

對圖1所示電路，借助PSpice進(jìn)行仿真，獲得如圖2所示的波形圖。這是典型的電感電流連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）。

圖1基礎(chǔ)升壓變壓器結(jié)構(gòu)電路

圖2工作于CCM條件下的Boost變換器波形

曲線①代表PWM波形，用于觸發(fā)功率開關(guān)導(dǎo)通或斷開。當(dāng)開關(guān)S1導(dǎo)通時，公共點SW/D電壓幾乎降到0.相反，當(dāng)開關(guān)S1斷開時，公共點SW/D電壓增加為輸出電壓和二極管的正向壓降之和，如曲線②所示。曲線③描述了電感兩端電壓的變化。高電平期間，電感左側(cè)電壓為Vin，右側(cè)幾乎為0，對應(yīng)功率開關(guān)導(dǎo)通；而低電平期間，電感左側(cè)電壓仍為Vin，而右側(cè)突變?yōu)閂out，因為功率開關(guān)截止，同時二極管導(dǎo)通，此時對應(yīng)電感電壓為負(fù)值，這就意味著輸出電壓大于輸入電壓。

電感電路在平衡時，電感兩端電壓平均值為0，即電感的電壓時間平衡。也就是圖中陰影部分面積S1=S2.假設(shè)D為PWM的占空比，TSW為開關(guān)周期。則

整理得到

可見，在理想情況下，D越接近1，輸出電壓將趨于無窮大。實際上，只要輸出一定的電流，就難以得到傳輸系數(shù)超過4~5的升壓變換器。

曲線④為電感電流波形?？梢钥吹诫姼须妷弘m然出現(xiàn)了跳變，但電感電流仍然是連續(xù)的。

曲線⑤是輸出電壓波形，也是電容電壓?？梢钥吹交謴?fù)尖峰以及電壓紋波。若考慮輸出電容的ESR，則相對紋波為

曲線⑥是輸入電流，明顯它是連續(xù)的。

2、工作于臨界導(dǎo)通模式下的電感電流

當(dāng)電感電流紋波降到0時，功率開關(guān)S1立即閉合，電感電流又向上增大。如圖3所示電感電流處于臨界點的電流變化。此時，電感電流平均值即對稱三角形的電流平均值為最大值的1/2.即

假設(shè)效率為100%，則有

聯(lián)立以上兩式，可得R和L的臨界值

圖3電感電流處于臨界點的電流變化

PWM開關(guān)模式

1986年前后，脈寬調(diào)制（PulseWidthModulation，PWM）開關(guān)模式被提出，先后出現(xiàn)了電壓模式和電流模式。電流模式是目前常用的控制方法之一。

1、電流模式及其不穩(wěn)定性

電流模式檢測電感電流和開關(guān)電流，并在逐個脈沖的基礎(chǔ)上同誤差放大器的輸出進(jìn)行比較，控制PWM脈寬，由于電感電流隨誤差信號的變化而變化，從而更容易設(shè)置控制環(huán)路，改善了線性調(diào)整率。

在CCM條件下，占空比超過50%時，電流模式存在固有不穩(wěn)定性，也稱為次諧波振蕩。這種不穩(wěn)定性與穩(wěn)壓器的閉環(huán)特性無關(guān)，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時工作所引起。圖4（a）顯示了這種現(xiàn)象，在t0時刻，開關(guān)開始導(dǎo)通，使電感電流以斜率m1上升，t1時刻，電流取樣輸入達(dá)到由控制電壓建立的門限。這導(dǎo)致開關(guān)斷開，電流以斜率m2衰減，直至下一個振蕩器周期。如果有一個擾動加到控制電壓上，產(chǎn)生一個小的△I，在一個固定的振蕩器周期內(nèi)，電流衰減時間減少，最小電流在開關(guān)接通時刻t2，上升了△I+△I*m2/m1.最小電流在下一個周期t3減小至（△I+△I*m2/m1）m2/m1.如果m2>m1，這樣擾動經(jīng)過幾個開關(guān)周期的逐漸積累后，就會出現(xiàn)占空比一大一小的現(xiàn)象，即發(fā)生了次諧波振蕩。圖4（b）顯示了通過在控制電壓上增加一個與脈寬調(diào)制時鐘同步的人為斜坡，該斜坡的斜率如果≤m2/2，才能使得電感電流跟隨控制電壓，達(dá)到真正的電流模式工作。

圖4連續(xù)電流波形圖

2、高性能電流模式控制器UC2843簡介

UC2843是一種電流型脈寬調(diào)制電源芯片，價格低廉，廣泛應(yīng)用于電子信息設(shè)備的電源電路設(shè)計，常用作反饋式開關(guān)電源的控制電路。UC2843工作電壓為8.5~36V，是專為離線和DC-DC變換器應(yīng)用而設(shè)計，提供了只需少量外部元件就能獲得低成本高效益的解決方案。具有可微調(diào)的振蕩器、能進(jìn)行精確的占空比控制、溫度補償?shù)膮⒖茧妷骸⒏咴鲆娴恼`差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅(qū)動功率MOSFET的理想器件。其它的保護(hù)特性包括滯后式欠壓鎖定，低壓鎖定門限為8.5V（通）和7.6V（斷），還有逐周電流限制、可控輸出靜區(qū)時間等。

圖5UC2843的內(nèi)部框圖

升壓型開關(guān)穩(wěn)壓電源設(shè)計

電源的技術(shù)指標(biāo)為：輸人標(biāo)稱12V，動態(tài)范圍9~18V，輸出24V，Io為1A，頻率為300kHz，輸出電壓精度為1%.設(shè)計電路如圖6所示。

圖612V-24V升壓變換器電路

1、元件參數(shù)選擇

（1）儲能電感。

在保證電感電流連續(xù)模式前提下，電感值應(yīng)滿足

其中，Vs為為開關(guān)管導(dǎo)通時漏極電位。假定電路在額定輸出時，電感紋波電流為平均電流的30%，即

故，電感值可取

綜合考慮，電感可取50~150μH.

（2）其它元件參數(shù)選擇。

為得到300kHz的工作頻率，選擇RT電阻為27kΩ，CT為220pF.UC2843內(nèi)部腳2為誤差放大器的反向輸入端，正向輸入基準(zhǔn)為2.5V，可知輸出電壓為Vo=2.5（1+R1/R2），由此可確定輸出取樣電阻R1和R2值分別8.7kΩ和1kΩ。開關(guān)管，由于工作在大電流狀態(tài)，且頻率為300kHz.應(yīng)選擇Rds小的功率開關(guān)MOS管。輸出二極管應(yīng)選擇快恢復(fù)二極管以保證開關(guān)的正常工作。輸出電容是一個重要的儲能元件，所以應(yīng)選用100μF及以上的電解電容，其余元件參數(shù)如圖6所示。為防止次諧波振蕩，特加入了由Q1組成的斜坡補償電路。

2、電路模擬仿真

運行PSpice仿真，得到如圖7所示波形。在9V輸入電壓下，輸出電壓23.899V，電壓紋波11mV，電感電流1.5459A，紋波271mA，占空比75%.由于加入了斜坡補償，所以并沒有出現(xiàn)次諧波振蕩，即占空比時大時小的現(xiàn)象。電源效率為70%.電路元件參數(shù)的具體選擇，可參考仿真結(jié)果，查看每個元件的電流和耗散功率加以確定。

圖7PSpice仿真波形

結(jié)束語

借助PSpice仿真軟件，設(shè)計了一款常用的12~24V升壓型開關(guān)穩(wěn)壓電源電路。整個電路調(diào)試容易，工作穩(wěn)定、可靠性高、成本低。另外，可根據(jù)具體的電路指標(biāo)要求，對電路進(jìn)行靈活控制、變動，設(shè)計出其他的應(yīng)用電路。