太陽能光伏發(fā)電的實質(zhì)就是在太陽光的照射下，太陽能電池陣列(即PV組件方陣)將太陽能轉(zhuǎn)換成電能，輸出的直流電經(jīng)由逆變器后轉(zhuǎn)變成用戶可以使用的交流電。以往的光伏發(fā)電系統(tǒng)是采用功率場效應管MOSFET構(gòu)成的逆變電路。然而隨著電壓的升高，MOSFET的通態(tài)電阻也會隨著增大，在一些高壓大容量的系統(tǒng)中，MOSFET會因其通態(tài)電阻過大而導致增加開關損耗的缺點。在實際項目中IGBT逆變器已經(jīng)逐漸取代功率場效應管MOSFET，因為絕緣柵雙極晶體管IGBT通態(tài)電流大，正反向組態(tài)電壓比較高，通過電壓來控制導通或關斷，這些特點使IGBT在中、高壓容量的系統(tǒng)中更具優(yōu)勢，因此采用IGBT構(gòu)成太陽能光伏發(fā)電關鍵電路的開關器件，有助于減少整個系統(tǒng)不必要的損耗，使其達到最佳工作狀態(tài)。在實際項目中IGBT逆變器已經(jīng)逐漸取代功率場效應管MOSFET。
圖1：太陽能光伏發(fā)電流程
IGBT逆變器的工作原理
逆變器是太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)中的關鍵部件，因為它是將直流電轉(zhuǎn)化為用戶可以使用的交流電的必要過程，是太陽能和用戶之間相聯(lián)系的必經(jīng)之路。因此要研究太陽能光伏發(fā)電的過程，就需要重點研究逆變電路這一部分。如圖2(a)所示，是采用功率場效應管MOSFET構(gòu)成的比較簡單的推挽式逆變電路，其變壓器的中性抽頭接于電源正極，MOSFET的一端接于電源負極，功率場效應管Q1，Q2交替的工作最后輸出交流電力，但該電路的缺點是帶感性負載的能力差，而且變壓器的效率也較低，因此應用起來有一些條件限制。采用絕緣柵雙極晶體管IGBT構(gòu)成的全橋逆變電路如圖2(b)所示。其中Q1和Q2之間的相位相差180°，其輸出交流電壓的值隨Q1和Q2的輸出變化而變化。Q3和Q4同時導通構(gòu)成續(xù)流回路，所以輸出電壓的波形不會受感性負載的影響，所以克服了由MOSFET構(gòu)成的推挽式逆變電路的缺點，因此采用IGBT構(gòu)成的全橋式逆變電路的應用較為廣泛一些。
圖2：MOSFET逆變器和IGBT逆變器電路圖對比
絕緣柵雙極晶體管IGBT是相當于在MOSFET的漏極下增加了P+區(qū)，相比MOSFET來說多了一個PN結(jié)，當IGBT的集電極與發(fā)射極之間加上負電壓時，此PN結(jié)處于反向偏置狀態(tài)，其集電極與發(fā)射極之間沒有電流通過，因此IGBT要比MOSFET具有更高的耐壓性。也是由于P+區(qū)的存在，使得IGBT在導通時是低阻狀態(tài)，所以相對MOSFET來說，IGBT的電流容量要更大一些。
IGBT逆變器電路設計
逆變電路中的前級DC-DC變換器部分采用PIC16F873單片機為控制核心，后級DC-AC部分采用高性能DSP芯片TMS320F240為控制核心的全橋逆變電路。為了提升太陽能光伏發(fā)電逆變器的效率，可以通過降低逆變器損耗的方式來完成，其中驅(qū)動損耗和開關損耗是重點解決對象。降低驅(qū)動損耗的關鍵取決于功率開關管IGBT的柵極特性，降低開關損耗的關鍵取決于功率開關管IGBT的控制方式，因此針對驅(qū)動損耗和開關損耗的特性提出以下解決方案。
1.驅(qū)動電路
驅(qū)動電路是將主控制電路輸出的信號轉(zhuǎn)變?yōu)榉夏孀冸娐匪枰尿?qū)動信號，也就是說它是連接主控制器與逆變器之間的橋梁，因此驅(qū)動電路性能的設計是至關重要的。采用EXB841集成電路構(gòu)成IGBT的柵極驅(qū)動電路如圖3所示，EXB841的響應速度快，可以通過控制其柵極的電阻來降低驅(qū)動損耗，提高其工作效率。EXB841內(nèi)部有過電流保護電路，減少了外部電路的設計，使電路設計更加簡單方便。比較典型的EXB 841的應用電路，一般是在IGBT的柵極上串聯(lián)一個電阻Rg，這樣是為了可以減小控制脈沖前后的震蕩，而選取適當Rg的阻值則對IGBT的驅(qū)動有著相當重要的影響。此次電路在EXB841典型應用電路的基礎上，優(yōu)化IGBT柵極上串聯(lián)的電阻，使其在IGBT導通與關斷時，其電阻隨著需要而有所變化。
圖3:EXB843集成電路構(gòu)成IGBT的驅(qū)動電路圖
具體實施如下：采用Rg2和VD1串聯(lián)再與Rg1并聯(lián)，當IGBT導通時，由驅(qū)動電路內(nèi)部EXB841的3腳輸出正電壓，VD1導通，Rg1和Rg2共同工作，因為并聯(lián)后的總電阻小于每一個支路的分電阻，所以串聯(lián)在柵極上的總電阻Rg的值比Rg1，Rg2的值都要小，這樣使得開關時間和開關損耗隨著總電阻值的減小而減少，進而降低驅(qū)動損耗。當IGBT關斷時，該驅(qū)動電路內(nèi)部EXB841的5腳導通，3腳不導通，IGBT的發(fā)射極提供負電壓，使得與Rg2串聯(lián)的VD1截止，Rg1工作，Rg2不工作，此時串聯(lián)在柵極上的總電阻Rg的值就是Rg1的阻值，這樣在關斷IGBT時不會因為柵極間的電阻過小而導致器件的誤導通，進而提高了工作效率。
2 軟開關DC-DC變換電路
針對開關損耗，采用軟開關技術。軟開關技術是相對于硬開關而言的，傳統(tǒng)的開關方式稱為硬開關，所謂軟開關技術就是半導體開關在其導通或關斷時的時間很短，使流過開關的電流或加在開關的電壓很小，幾乎為零，從而降低了開關損耗。實質(zhì)是通過提高開關頻率來減小變壓器和濾波器的體積和重量，進而大大提高變換器的功率密度，降低了開關電源的音頻噪聲，從而減小了開關損耗。當IGBT功率開關管導通時，加在兩端的電壓為零稱為零電壓開關，IGBT關斷時，流過其上的電流為零稱為零電流開關。由于IGBT具有一定的開關損耗，所以采用移相全橋零電壓零電流PWM軟開關變換器(如圖4所示)，結(jié)構(gòu)簡單沒有有損元件，減少了IGBT尾電流的影響，進而減少了開關損耗，提高了逆變器的效率。
圖4：軟開關DC-DC變換電路圖
Q1～Q4是4個IGBT功率開關管，其中Q1和Q3為超前臂，Q2和Q4為滯后臂，Q1和Q3超前于Q2和Q4一個相位，當Q1和Q4關斷，Q2和Q3導通時，UAB兩端電壓等于V1兩端電壓，電容器C1被電源電壓V1充電。當Q3由導通到關斷時，電容器C3被充電，電感L1釋放能量，使得電容器C1諧振放電，直到電容器C1上的電壓為零，使Q1具備了零電壓導通的條件，同理可知超前臂Q3的零電壓導通原理。當Q1和Q4導通，Q2和Q3關斷時，AB兩端電壓等于V1兩端電壓，電容器C3處于充電狀態(tài)，當Q1和Q4持續(xù)導通時，電感L2與電容C8產(chǎn)生諧振，因此，電容C8被充電。當Q1由導通到關斷時，電容C1被充電，使得C3開始放電，AB兩端電壓減小，使得C8諧振放電，C8持續(xù)放電，最后使得二極管D7續(xù)流，Q4的驅(qū)動脈沖持續(xù)下降直到零，最終完成了Q4的零電流關斷。同理可知滯后臂Q2的零電流關斷原理。
因此可以說超前臂Q1和Q3分別通過并聯(lián)電容器C1和C3來完成零電壓導通和關斷，進而減小開關損耗;滯后臂Q2和Q4則是通過輔助電路中對C8放電，使流過變壓器原邊的電流減小到零進而完成零電流導通和關斷。
電路模擬結(jié)果
根據(jù)以上電路設計，實驗模擬結(jié)果如圖5所示。
一般電路波形接近方波部分說明其輸出含有較多的諧波分量，這樣會使系統(tǒng)產(chǎn)生不必要的附加損耗，如圖5是采用IGBT的改進電路，其波形很接近正弦波，理想的正弦波其總諧波畸變度為零，但實際生活中很難達到這樣的水準，因此基本達到要求，同時由于PIC16F873單片機具有多路PWM發(fā)生器，又具有更好的輸出正弦波的特點，因此驗證了設計的可行性，達到了預期效果。
通過對器件的比較與分析，電路的改進與優(yōu)化，集成電路EXB841本身內(nèi)部含有過電流保護電路，解決了絕緣柵雙極晶體管IGBT對驅(qū)動電路部分的要求，而且減少了外部電路的設計，使得整個設計過程簡單、方便。軟開關技術則解決了IGBT導通與關斷時流過電流與其上電壓過大的問題，最終整個系統(tǒng)的驅(qū)動損耗和開關損耗大大減少，輸出波形是較為穩(wěn)定的正弦波，進而提高了整個系統(tǒng)的工作效率。
下載文檔
