用對數(shù)放大器實(shí)現(xiàn)射頻功率控制

    幾乎所有的射頻發(fā)射機(jī)都含有測量和控制發(fā)射功率的電路。系統(tǒng)需求多種多樣。功率控制電路可能是一個簡單的低動態(tài)范圍二極管檢測器，它的目的用來檢測諸如天線故障導(dǎo)致電壓駐波比突然增大等突發(fā)事件。既然如此，只需要粗略測量反射功率。然而，對于一個功率在大動態(tài)范圍內(nèi)變化的系統(tǒng)來說（比如GSM基站發(fā)射機(jī)），這些設(shè)備則要求射頻檢測器測量的誤差小于±1dB，輸入功率范圍至少60dB。本文將探討控制射頻功率的多種方法，并且主要介紹對數(shù)射頻功率檢測。

　　功率測量要求
　　大多數(shù)嚴(yán)格的射頻發(fā)射標(biāo)準(zhǔn)均要求發(fā)射功率不超過期望值的±1dB或±2dB。比如GSM系統(tǒng)，一個47dBm發(fā)射機(jī)（50W）滿功率發(fā)射時傳送的功率值在45dBm~49dBm之間（極端情況下為44.5dBm ~ 49.5dBm之間）。
　　測量與控制功率的選擇
　　圖1示出一些通常使用的體系結(jié)構(gòu)選擇，它用于測量和控制發(fā)射功率。圖1示出閉環(huán)模擬控制環(huán)路。從功率放大器到天線的輸出功率以定向耦合的方式引入。定向耦合器的耦合因數(shù)典型值在10dB~30dB范圍。為了減少檢測器檢測到的功率，通常要增加一些附加的衰減。這樣測量所得的結(jié)果與設(shè)置點(diǎn)電壓比較，其差值驅(qū)

動積分器（通常是稱其為誤差放大器）。

　　當(dāng)功率放大器的輸出功率與設(shè)置點(diǎn)電壓相符合時，放大器輸出誤差將不再升高或降低。應(yīng)當(dāng)注意，誤差放大器不必再驅(qū)動放大器的偏置控制。若放大器具有固定增益，并且誤差放大器用于控制中頻可變增益放大器，那么系統(tǒng)將有效的工作。
　　上述功率控制方法（我們指的是從檢測器的角度作為控制器模式）在需要快速控制功率的應(yīng)用中是非常有用的。最普通的例子莫過于時分多址（TDMA）系統(tǒng)，比如GSM（全球移動通訊系統(tǒng)），PDC（個人數(shù)字蜂窩）或PHS（個人手持電話系統(tǒng)）。在這些場合，功率以精確的同步短脈沖串方式發(fā)射出去。這種快速“本地”控制只能允許功率有一點(diǎn)上升或下降的變化。如果用對數(shù)檢測器，功率則可控制在很大的動態(tài)范圍內(nèi)（典型值為40 dB~60dB）。
　　圖1b示出檢測器輸出經(jīng)過數(shù)字化后的功率控制環(huán)路。DSP中的軟件或微控制器根據(jù)測量結(jié)果決定輸出功率，然后用模數(shù)轉(zhuǎn)換器調(diào)整輸出功率。這種設(shè)計沒有考慮前面所說的快速控制。其結(jié)果是，在持續(xù)功率發(fā)射的場合，這種設(shè)計比較有效，CDMA、WCDMA和TD-SCDMA蜂窩系統(tǒng)就是很好的例子。數(shù)字化控制考慮到了附加在環(huán)路上的額外校準(zhǔn)。比如，功率檢測器的特性漂移，尤其是溫度漂移（具有良好的可重復(fù)性）。如果系統(tǒng)含有溫度傳感器，則可實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償算法。
　　圖1c示出含有輔助接收器的發(fā)射機(jī)，即發(fā)射的信號經(jīng)過采樣和混頻變?yōu)榛鶐盘?。輔助接收器的使用在高功率放大器的線性方案中是很普遍的，例如，前饋和給發(fā)射頻譜特性算法提供反饋的數(shù)字預(yù)矯正。在這種設(shè)備中，發(fā)射功率的測量變得非常容易。只要接收器的增益不再隨溫度和頻率變化而發(fā)生較大的變化，功率的測量就會非常準(zhǔn)確。
　　圖1d示出交替功率控制結(jié)構(gòu)，它用于某些手持設(shè)備。這種結(jié)構(gòu)假設(shè)發(fā)射功率根據(jù)接收功率來決定。例如，接收功率減少，那么發(fā)射功率將增加。這是一個慢速并且不怎么精確的系統(tǒng)。然而，它是一種在鏈接開始時設(shè)置功率非常有用的方法。
　　通常，當(dāng)功率放大器達(dá)到或接近滿功率時，射頻功率測量的精度非常關(guān)鍵。這也是人們所期望的。比如，100W（50dBm）發(fā)射機(jī)中，功率測量產(chǎn)生電壓為-1dB的誤差將導(dǎo)致發(fā)射功率變?yōu)?1dBm（126W）。這就迫使功率放大器能夠超出上限的25%才可確保安全工作（要達(dá)到這個要求，需要功率放大器有更大體積，成本也會很高）。然而在低功率值上，輸出功率的公差僅需要限制在標(biāo)準(zhǔn)值以內(nèi)即可（該差值在低功率時往往非常不精確）。
　　上述應(yīng)用中，輸出功率檢測器的溫度穩(wěn)定性致關(guān)重要。通常，采用二極管來實(shí)現(xiàn)溫度穩(wěn)定性。二級管檢測器在超過一定功率后會有較好的溫度穩(wěn)定特性（通常輸入功率在+15dBm范圍內(nèi)具有良好的性能），但這樣它的動態(tài)范圍有限（20dB~30dB），并且檢測器在低功率時有性能有嚴(yán)重的漂移。

　　采用對數(shù)放大器的功率檢測器
　　當(dāng)系統(tǒng)需要測量和控制功率時，解調(diào)對數(shù)放大器越來越成為一種普遍的選擇。圖2示出AD8318在2.2GHz時的傳遞函數(shù)，它是美國模擬器件公司一種新的對數(shù)放大器，頻譜從1MHz~8GHz。圖中示出了輸出電壓與輸入功率的兩條曲線，以及輸入功率和校準(zhǔn)誤差。
　　當(dāng)輸入功率從-65dBm~0dBm變化時，輸出電壓從2V變化至0.5V。

　　線性與誤差的計算
　　即使檢測器在出廠前經(jīng)過校準(zhǔn)，為了達(dá)到對數(shù)檢測器規(guī)定的精度，仍然需要對其進(jìn)行校準(zhǔn)。再看圖1，我們會發(fā)現(xiàn)有很多信號的不確定性影響著對數(shù)放大器。信號跟蹤的丟失、定向耦合器耦合因素中局部之間的變化性及衰減器很容易產(chǎn)生1dB或更多的不確定性。

　　推薦的校準(zhǔn)方法是設(shè)置功率放大器輸出為兩個或兩個以上接近的值，并且測量從檢測器輸出的電壓。
　　在線性工作范圍內(nèi)，對數(shù)放大器的輸出可用下面的公式近似求出。
　　V_OUT=SLOPE×（SLOPE-INTERCEPT）  （1）
　　SLOPE（斜率）是輸出電壓相對于輸入功率的變化量（單位為mV/dB）。INTERCEPT（截距）是外推的線性傳遞函數(shù)與X軸的交點(diǎn)（單位為dBm或dBV）。
　　通常，用兩個不同功率的信號（一個在輸入范圍的頂端，另一個在底端）和測量相應(yīng)的檢測器輸出電壓來完成對數(shù)放大器的校準(zhǔn)。斜率和截距可用下面的公式計算：
　　SLOPE=（V_OUT1-V_OUT2）/（P_IN1-P_IN2）  （2）
　　INTERCEPT= P_IN1-V_OUT1/SLOP    （3）
　　一旦計算出斜率和截距，就可由檢測器的輸出電壓通過下面的公式計算出輸入功率。
　　P_IN（未知數(shù)）=V_OUT（測量值）/SLPOE+INTERCEPT （4）
　　參照輸出電壓的理想公式（公式1），可求出已測數(shù)據(jù)的對數(shù)一致性誤差：
　　Error（dB）=（V_OUTMEASURED-V_OUTI

DEAL）/SLOPE
　　圖2 包含溫度在25℃時的誤差曲線，對數(shù)放大器會在這個溫度下進(jìn)行校準(zhǔn)。注意此時誤差并不為零。這是因?yàn)閷?shù)放大器理的輸入輸出關(guān)系特性并不完全遵循理想的輸出電壓與輸入功率公式。甚至在其工作范圍內(nèi)也是如此。然而，在校準(zhǔn)點(diǎn)的誤差（圖中的-12dBm和-52dBm）將依然定義為0。
　　圖2還包括在-40℃和+85℃時的輸出電壓誤差曲線。這些誤差曲線是用25℃時的斜率和截距來計算的。這種方法與大規(guī)模生產(chǎn)條件時相同。

　　選擇校準(zhǔn)點(diǎn)
　　圖3示出同圖2一樣的測量數(shù)據(jù)。但應(yīng)當(dāng)注意，誤差函數(shù)在低功率值時降低了。當(dāng)校準(zhǔn)點(diǎn)變化時，這些誤差函數(shù)的形狀也將改變。在圖3中，校準(zhǔn)點(diǎn)為-10dBm和-30dBm。同前面的例子一樣，在25℃時，校準(zhǔn)點(diǎn)處的誤差為0dB。在校準(zhǔn)點(diǎn)附近，溫度誤差非常小。然而，在-30dBm ~ -60dBm范圍內(nèi)，誤差較大。這種校準(zhǔn)可用于滿功率或接近滿功率時對精度要求嚴(yán)格的發(fā)射機(jī)。通常校準(zhǔn)點(diǎn)應(yīng)當(dāng)選在期望的最高精度范圍內(nèi)。
　　因此，校準(zhǔn)點(diǎn)應(yīng)當(dāng)根據(jù)應(yīng)用場合來選擇。通?？紤]，校準(zhǔn)點(diǎn)不應(yīng)當(dāng)選在對數(shù)放大器傳遞函數(shù)線性部分之外（即高于-5dBm或低于-55dBm）。
　　圖4示出另一種呈現(xiàn)對數(shù)放大檢測器誤差函數(shù)的方法。這里計算了相關(guān)環(huán)境下輸出電壓在高溫和低溫時的分貝誤差。這是一個重要的區(qū)別。到目前為止，我們已經(jīng)畫出了在環(huán)境溫度下有關(guān)理想傳遞函數(shù)的誤差。當(dāng)我們使用這種選擇性技術(shù)時，環(huán)境溫度誤差通過人為定義來使其為0（見圖4）。若對數(shù)放大器的傳遞函數(shù)與理想公式：輸出電壓=斜率×（輸入功率-截距）完美吻合時，這種方法是非常有效的。然而，由于實(shí)際的對數(shù)放大器不可能與公式完全吻合，尤其是在線性工作范圍以外，那么這個誤差曲線還是能夠有助于人工改善對數(shù)放大器線性特性，擴(kuò)展其動態(tài)范圍。若想在一個特殊的功率值上消除環(huán)境溫度下（非理想）輸出電壓的溫度漂移，圖4是非常有用的一個工具。

　　基于多個器件的考慮
　　到目前為止，我們一直著眼于單個的器件。這些圖說明了器件的典型性能是可以測試出來的。然而，在大規(guī)模生產(chǎn)條件下，我們必須考慮到最壞情形下的產(chǎn)品性能。為了作到這一點(diǎn)，查閱器件的傳遞函數(shù)和誤差曲線是非常有必要的。
　　圖5示出5.8GHz時多個AD8318的輸出電壓曲線和誤差，其中黑色曲線集表示多個器件在25℃時的性能（每個器件的斜率和截距已經(jīng)計算出來）。紅色和藍(lán)色誤差曲線集表示其它溫度時大量器件具有的規(guī)律性的工作情況。該圖暗示了器件之間的溫度漂移大約為1.2dB。應(yīng)當(dāng)注意，最大誤差出現(xiàn)在-40℃。如果工作溫度限制在-10℃或者-20℃，溫度漂移特性會更好。

　　AD8318還包括外部調(diào)整溫度漂移的能力。通過TADJ引腳對地連接一個電阻器，以改變內(nèi)部電流，該電流用來穩(wěn)定AD8318隨溫度變化漂移的截距。這就要求工作在不同頻率選擇適當(dāng)?shù)腡ADJ電阻器阻值。雖然可以為每一個器件選擇不同的TADJ電阻器，但要為每個對數(shù)放大器測量其溫度漂移特性并不現(xiàn)實(shí)。實(shí)際上，圖5提供的多個器件的信息可以用來選擇全部漂移所需的TADJ電阻值。

　　響應(yīng)時間
　　我們已經(jīng)注意到，在時分多路應(yīng)用中，射頻檢測器必須快速響應(yīng)輸入端大信號的變化。在控制器模式應(yīng)用中（圖1a），檢測器必須有足夠快的響應(yīng)時間以便控制環(huán)路的主極點(diǎn)能夠通過積分器的電容來調(diào)節(jié)。
　　圖6示出AD8318對短射頻脈沖群的脈沖響應(yīng)曲線。由于對數(shù)放大器的斜率為負(fù)，所以在90%至10%下降時間的脈沖群出現(xiàn)之后輸出下降時間為11.4ns。這個響應(yīng)時間足以勝任幾乎所有的功率測量應(yīng)用。極快的響應(yīng)時間也提供了諸如雷達(dá)接收機(jī)檢測和幅移鍵控檢測等更多應(yīng)用的可能性。

　　應(yīng)當(dāng)注意，檢測器輸出響應(yīng)的紋波，其頻率是輸出頻率的兩倍，它是對數(shù)變換一個副產(chǎn)品。由于對數(shù)放大器具有很高的視頻帶寬，所以當(dāng)輸入信號頻率較低時會便會出現(xiàn)紋波。這些紋波很容易用低通濾波器消除，但這將導(dǎo)致響應(yīng)時間增大。當(dāng)輸入頻率較高時（>100MHz），對數(shù)放大器的內(nèi)部視頻帶寬足夠消除全部紋波。

　　結(jié)論
　　頻率高達(dá)8GHz的對數(shù)放大檢測器正在替代很多傳統(tǒng)的二極管檢測器。溫度穩(wěn)定性遠(yuǎn)優(yōu)于±1dB，并且具有很大的動態(tài)范圍，響應(yīng)時間足夠用于雷達(dá)與頻移鍵控（ASK）等檢測應(yīng)用。