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[導(dǎo)讀]本文在傳統(tǒng)的多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,提出了一種新型的混合多電平逆變器拓?fù)?,并分析了其工作原理,采用了SHEPWM作為該拓?fù)涞恼{(diào)制方式,實(shí)現(xiàn)了基于TI DSP TMS320LF2407(A)的單相拓?fù)涞目刂?,最后通過實(shí)驗(yàn)研究證實(shí)了該種拓?fù)涞目尚行?,并給出了一定的結(jié)論。

1981年,日本的Nabae等人提出了多電平變換器的思想,近年來成為了高壓大功率變頻領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)。多電平逆變器輸出電壓階梯多,從而可以使輸出的電壓波形具有較小的諧波和較低的du/dt。隨著輸出電平數(shù)的增加,輸出電壓的諧波將減少。另外,多電平逆變技術(shù)在減小系統(tǒng)的開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗,降低管子的耐壓與系統(tǒng)的EMI方面性能都非常優(yōu)良。
    傳統(tǒng)的多電平逆變器可分為二極管箝位型、電容箝位型以及級(jí)聯(lián)型等三種結(jié)構(gòu)拓?fù)洌O管箝位型逆變器因?yàn)樵陔S著電平數(shù)的增多,其開關(guān)器件和箝位二極管會(huì)大量的增加,因此通常只適合于五電平以下的多電平拓?fù)洹6娙蒹槲恍湍孀兤鞔嬖谟须娙莸某浞烹婋妷浩胶獾膯栴},而且在電平數(shù)增加時(shí),會(huì)需要較多的箝位電容,因此也存在一定的弱點(diǎn)。 對(duì)級(jí)聯(lián)型多電平逆變器來說,當(dāng)需要得到多個(gè)電平時(shí),會(huì)需要較多的直流電源,整流側(cè)會(huì)需要一組變壓器,造成體積龐大,另外也不易實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。
    針對(duì)傳統(tǒng)多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的上述不足,本文提出了一種新的不對(duì)稱混合多電平逆變器結(jié)構(gòu),通過控制輸入端的電源數(shù)目,可以得到不同的電平數(shù),最多可以得到六個(gè)輸出電平,在減少器件與直流電壓源的同時(shí),增加了電平數(shù)的輸出。

l 逆變器的運(yùn)行原理分析
   
逆變器的結(jié)構(gòu)原理圖如圖1所示,從該圖可以看到,電源側(cè)一共由三個(gè)直流電源組成,橋臂左側(cè)由兩電平半橋單元組成,橋臂右側(cè)由一個(gè)三電平半橋單元組成,分別箝位在中間電源V2上與直流總線電源上。三電平半橋即是普通的二極管箝位三電平半橋。中性點(diǎn)N通過導(dǎo)線連到箝位二極管的中點(diǎn)處。V1,V2,V3分別代表三個(gè)直流電源,其中V2通過兩個(gè)電容C2,C3分壓,V1,V2,V3的不同的比值將在負(fù)載端AO出現(xiàn)不同的電平。當(dāng)V1:V2:V3=3:2:3時(shí),可以得到最多六個(gè)電平的輸出,此時(shí),我們可以看到兩個(gè)單元的直流電壓都按照最大擴(kuò)展原則來確定的,得到了最大電平數(shù)2×3=6的輸出。

    當(dāng)電壓比Vl:V2:V3=3:2:3時(shí),負(fù)載AO上得到的六電平輸出電壓狀態(tài)與各器件導(dǎo)通狀態(tài)的關(guān)系如表1所示。設(shè)單位電壓為V。時(shí),得到的輸出電壓為+Vd,一Vd,+3Vd,一3Vd,+5Vd,一5Vd。

    當(dāng)電壓比V1:V2:V3=l:2:1時(shí),可以得到四電平的輸出,輸出電平為+Vd,一Vd,+2Vd,一2Vd。
    從狀態(tài)圖我們可以看到,負(fù)載電壓與器件狀態(tài)的關(guān)系。管子VT2與VT3的導(dǎo)通時(shí)間明顯要長(zhǎng)于其他器件,而VT5與VT6的開關(guān)次數(shù)要多,但耐壓要低。在一個(gè)多電平系統(tǒng)中,根據(jù)器件的特性,應(yīng)合理選擇器件,左側(cè)兩電平單元可以選用耐壓相對(duì)低一些的,而右側(cè)三電平單元?jiǎng)t需要耐壓高導(dǎo)通損耗低的器件。

    本文對(duì)所提出的新型混合六電平逆變器與傳統(tǒng)五電平逆變器在主電路結(jié)構(gòu)上進(jìn)行了比較,見表2。
    從表2中我們可以看出新型混合六電平逆變器要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的六電平逆變器,可以明顯的節(jié)省器件、降低系統(tǒng)的損耗。作為六電平逆變器還可以極大的降低輸出電壓的諧波含量,改善輸出電壓波形質(zhì)量。與五電平逆變器不同的是,六電平逆變器輸出電壓沒有零電平。

2 逆變器的調(diào)制原理
   
一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),必須采用合適的調(diào)制方法,才能得到期望的輸出。不同主電路結(jié)構(gòu)的逆變器,都對(duì)應(yīng)有一定的調(diào)制方式。在本文所提出的新型混合六電平逆變器中,采用特定諧波消除法(SHEPWM)作為該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的調(diào)制方式。能夠極大地降低系統(tǒng)的開關(guān)頻率,從而減低損耗。該方法的基本思想是通過傅立葉級(jí)數(shù)分析,得出在特定開關(guān)角下的傅立葉級(jí)數(shù)展開式,然后令某些特定的低次諧波為零,從而得到一個(gè)反映Ⅳ個(gè)開關(guān)角的N個(gè)非線性獨(dú)立方程,按求解的開關(guān)角進(jìn)行控制,則必定不含這些次數(shù)的諧波。通常,這種方法著眼于消除低次諧波,因?yàn)楦叽沃C波幅值較小,同時(shí)諧波頻率增高,濾波相對(duì)容易一些,即特定諧波消去法的控制目標(biāo)是讓基波幅值最大,并消除低頻次非3倍頻次諧波。

    由于圖2所示的波形明顯滿足狄利克雷充分條件,又屬于1/4周期對(duì)稱的波形,所以其傅立葉級(jí)數(shù)不存在余弦項(xiàng)和所有偶次諧波,于是可得:

   

    式(1)中,Uab(ωt)即是期望輸出的粗電壓波形。然后將此式展開,表示成如下形式:

   
    稱其為調(diào)制比,其值的大小決定直流電壓利用率的大小。根據(jù)式(3),當(dāng)只有兩個(gè)開關(guān)角時(shí),可以列出以下非線性方程:

   
    根據(jù)式(4),并利用牛頓迭代法,即可解出α1和α2的值,從而實(shí)現(xiàn)電路的SHEPWM控制。同時(shí)利用MATLAB 7.0中的相關(guān)數(shù)學(xué)工具,解出了不同調(diào)制比下的部分α1和α2的值。其μ一α曲線如圖3所示。

3 系統(tǒng)設(shè)計(jì)
   
本文對(duì)該逆變器系統(tǒng)進(jìn)行了硬件的選型和基于TI DSP TMS320LF2407控制芯片的軟件設(shè)計(jì)。
3.1 主電路及驅(qū)動(dòng)電路硬件設(shè)計(jì)
   
在多電平逆變器系統(tǒng)中,主電路部分是整個(gè)逆變器進(jìn)行功率變換的核心,由于其相對(duì)控制電路具有高壓、大電流的特性,所以必須與控制電路部分進(jìn)行有效的隔離,才能保證系統(tǒng)正常工作。
    1)開關(guān)管的選取
    在本文所提出的多電平逆變器系統(tǒng)中,主電路功率管采用IRF630型N溝道PMOSFET。其主要參數(shù)如下:
    器件耐壓為200V
    通態(tài)電流額定值為9A
    通態(tài)壓降電阻小于400mΩ
    在本文提到的多電平逆變器系統(tǒng)中,均采用相同型號(hào)的MOS管,然而從表1可以發(fā)現(xiàn),系統(tǒng)中各個(gè)功率管在一個(gè)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間是不一樣的。在實(shí)際大功率的多電平系統(tǒng)中,應(yīng)根據(jù)功率管的開關(guān)損耗、耐壓情況選擇合適的功率開關(guān)管。例如可以在兩電平單元側(cè)使用IGBT,而在三電平側(cè)使用GTR。
    2)緩沖、驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)
    MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路是主電路與控制電路的接口,將實(shí)現(xiàn)主電路與控制電路的隔離。其設(shè)計(jì)將直接影響到能否對(duì)開關(guān)管進(jìn)行有效的控制。不同的功率開關(guān)管對(duì)驅(qū)動(dòng)電路具有不同的要求,因此驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)要具有針對(duì)性。
    本文選用的的多電平逆變器功率管開關(guān)管MOSFET對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的主要要求如下:
    ①驅(qū)動(dòng)電路的延遲時(shí)間td要小。
    ②驅(qū)動(dòng)電路的峰值電流Imax要大。
    ③柵極電壓變化率du/dt要大。
    具體選用日本東芝公司的TLP250集成電路作為IRF630型MOSFET的驅(qū)動(dòng)光耦。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。[!--empirenews.page--]

    引腳功能見表3。

    對(duì)應(yīng)于單管驅(qū)動(dòng)電路的具體設(shè)計(jì)原理圖如圖5所示。

    從圖5可以看到在光耦的輸出腳與MOSFET的驅(qū)動(dòng)極之間,連有一電阻R2,該電阻即為驅(qū)動(dòng)電阻,可以起到限制朗涌電流的作用,但同時(shí)也會(huì)限制峰值電流,因此要合理選擇阻值的大小。
    由于DSP芯片所輸出的PWM調(diào)制電壓信號(hào)只有3.3V,無法達(dá)到光耦對(duì)輸入信號(hào)的電壓要求,因此在DSP的輸出端,需要增加一緩沖電路以增大驅(qū)動(dòng)能力,緩沖電路采用74HC245芯片,它采用DIP20封裝,其內(nèi)部結(jié)構(gòu)和引腳排列分別如圖6和圖7所示。

3.2 控制電路板設(shè)計(jì)
   
本文中,控制電路的硬件部分采用了以TMS320LF2407DSP為核心的SY—EVM2407A硬件評(píng)估板。其結(jié)構(gòu)圖如8所示。它板載TMS320LF2407 DSP芯片,保證了LF2407A全速運(yùn)行代碼的調(diào)試。除了DSP內(nèi)部自帶的存儲(chǔ)器之外,還添加了128K字的片外RAM,使得系統(tǒng)的調(diào)試更為方便。該板對(duì)于DSP各個(gè)功能引腳的輸出均提供了接口,從而可以嵌入到不同的應(yīng)用系統(tǒng)中去,給硬件的開發(fā)與軟件的調(diào)試提供了便利。
3.3 軟件流程設(shè)計(jì)
   
為了對(duì)本文提出的新型混合多電平逆變器進(jìn)行合理的控制,本文設(shè)計(jì)了基于TMS320LF2407的DSP控制程序,程序均在CCS2.0下編譯實(shí)現(xiàn),運(yùn)用仿真器進(jìn)行在線調(diào)試和Flash燒寫,主程序框圖和功率驅(qū)動(dòng)保護(hù)中端子程序框圖分別如圖9和圖10所示。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
   
為了驗(yàn)證本文所提出的如圖1所示的新型混合多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性,本文設(shè)計(jì)了該逆變器系統(tǒng)的單相硬件平臺(tái),該硬件平臺(tái)以TITMS320LF2407芯片作為控制電路,控制方法采用SHEPWM方法,最后用示波器測(cè)出了逆變器負(fù)載的波形。電路參數(shù)設(shè)置如下:
    直流單元電壓為15V,即V1:V2:V3=3:2:3時(shí),電源電壓比Vl:V2:V3=45V:30V:45V
    電感性負(fù)載R=95Ω,L=170mH;
    SHEPWM調(diào)制基波頻率為50Hz
    得到的多電平逆變器負(fù)載波形與FFT分析結(jié)果如圖ll所示。

    當(dāng)電源比Vl:V2:V3=15V:30V:15V時(shí),波形將退化為四電平,如圖12所示。
    
5 結(jié)論
   
本文研究了一種新型的單相混合多電平逆變器,該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有使用器件少,而輸出電平多的優(yōu)點(diǎn)。該逆變器通過三個(gè)直流電源的組合,混合采用二極管與電容箝位的方式,實(shí)現(xiàn)了最大六電平的輸出,與傳統(tǒng)五電平數(shù)逆變器相比,具有顯著的優(yōu)點(diǎn)。
    采用SHEPWM的逆變器控制方式,進(jìn)一步降低器件的開關(guān)頻率,大大減少了系統(tǒng)的損耗,提高了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率,提高了輸出波形的質(zhì)量。

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