基于DSP通訊全橋開關(guān)電源的研究與設(shè)計

摘要：針對傳統(tǒng)開關(guān)電源中損耗較大，超調(diào)量較大，動態(tài)性能較差等問題，提出了基于DSP的全橋軟開關(guān)技術(shù)。通過Matlab仿真結(jié)果表明模糊自適應(yīng)PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法在超調(diào)量、調(diào)節(jié)時間、動態(tài)特性等性能上具有優(yōu)越性。
關(guān)鍵詞：DSP；全橋開關(guān)；功率因數(shù)；Matlab

0 引言
    高頻開關(guān)電源以其重量輕、體積小、高效節(jié)能、輸出紋波小、容量大等優(yōu)點，在通訊和低電壓行業(yè)得到了廣泛的應(yīng)用，且逐步在電力系統(tǒng)中得到應(yīng)用。尤其隨著電信業(yè)的迅猛發(fā)展，電信網(wǎng)絡(luò)總體規(guī)模不斷擴大，網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)日益復(fù)雜先進，作為通訊支撐系統(tǒng)的通訊用基礎(chǔ)電源系統(tǒng)，市場需求逐年增加，其動力之源的重要性也日益突出。龐大的電信網(wǎng)絡(luò)高效、安全、有序的正常運行，對通信電源系統(tǒng)的品質(zhì)提出了越來越嚴格的要求，推動了通信電源向著高效率、高頻化、模塊化、數(shù)字化方向發(fā)展。近年來，由于軟開關(guān)技術(shù)的不斷發(fā)展與成熟，已逐步應(yīng)用在開關(guān)電源中，尤其在中大功率的全橋變換器中應(yīng)用最為廣泛，這使電源轉(zhuǎn)換效率得到提高。由于傳統(tǒng)模擬控制電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，一經(jīng)設(shè)計完成其控制策略就不能改變等缺點的存在，數(shù)字式控制方式得到發(fā)展。并隨著開關(guān)電源在通訊，監(jiān)控等功能上的擴展，數(shù)字電源已逐步取代傳統(tǒng)模擬電源。

1 系統(tǒng)框圖
    圖1為軟開關(guān)全橋變換開關(guān)電源拓撲。虛線框以內(nèi)為控制電路，虛線框以上為主電路。主電路主要包括輸入整流濾波、功率因數(shù)校正，全橋變換電路、高頻變壓器、輸出濾波電路?？刂齐娐分饕刹蓸与娐?、控制和保護單元、監(jiān)控單元等組成，并為了保證控制電路及相關(guān)電路正常工作還必須包括輔助電源。

    本電源采用ZVS—PWM拓撲，單相220V交流輸入，經(jīng)過PFC模塊后為直流400V，主功率管采用MOSFET管，控制部分由DSP控制電路，電壓電流雙閉環(huán)控制。輸出采用全波整流并進行無源LC濾波。

2 主電路設(shè)計
    針對48V／20A的通訊高頻開關(guān)電源，其主電路采用移相式全橋變換器拓撲。移相全橋軟開關(guān)控制器具有恒頻軟開關(guān)運行、移相控制實現(xiàn)方便、電流和電壓應(yīng)力小、巧妙應(yīng)用寄生電容等優(yōu)點。移相控制作為全橋變換器特有的一種控制方式，是指保持每個開關(guān)管的導(dǎo)通時間不變，同一橋臂的開關(guān)管的相位互差180°。然而對于全橋變換器來說，當(dāng)只有對角的開關(guān)管同時導(dǎo)通時主變壓器才輸出功率。所以可以通過調(diào)節(jié)對角的兩個開關(guān)管導(dǎo)通重疊角的寬度來進行穩(wěn)壓控制，而在功率器件環(huán)流期間，它又利用變壓器的漏感以及功率半導(dǎo)體器件的結(jié)電容或者外加的附加電感電容的諧振來實現(xiàn)功率管的零電壓或者零電流換流。
    1)有源PFC設(shè)計
    有源功率因數(shù)校正技術(shù)的基本思想是在整流電路與濾波電容之間加入DC／DC變換，通過適當(dāng)控制使輸入電流的波形自動跟隨輸入電壓的波形，使輸入阻抗呈純阻性，即通過控制開關(guān)元件，切換濾波電感和濾波電容充放電能量實現(xiàn)功率因數(shù)的提高。本設(shè)計中采用的是平均電流控制Boost功率因數(shù)校正電路，PFC控制芯片采用NCP1653。該PFC控制芯片的主要工作原理是同時控制輸入電流與輸出電壓，而電流控制回路的命令是由整流后的線電壓所決定，所以可以使轉(zhuǎn)換器的輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性。

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    具體系統(tǒng)原理圖如圖2所示。
    2)全橋變換器設(shè)計
    全橋變換器電路如圖3所示。該拓撲中MOS管采用IRFB20N50，流過的最大電流為20A，最大電壓為500V。

    3)驅(qū)動電路設(shè)計
    驅(qū)動電路如圖4所示。PWM輸出與驅(qū)動芯片之間采用安華高公司生產(chǎn)的高速光藕HCPL一0710，它的速度可達到15M。驅(qū)動芯片采用國際整流器公司的IR2181，該芯片具有速度快，驅(qū)動電壓高等特點，特別適用于驅(qū)動MOSFET、IGBT等器件。
    4)主變壓器的選擇
    高頻變壓器是DC／DC變換器的核心元件，其作用有三點：能量轉(zhuǎn)換、電壓變換和輸入輸出之間的隔離。變壓器設(shè)計的好壞不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，同時也影響到開關(guān)電源的技術(shù)性能和可靠性。同時，許多其他主電路元件的參數(shù)設(shè)計都依賴于變壓器的參數(shù)。因此，在主電路拓撲確定以后首先應(yīng)該進行的是變壓器的設(shè)計。其設(shè)計步驟為：a、變壓器匝比的計算；b、變壓器磁芯的選擇；c、繞組匝數(shù)的計算；d、繞組導(dǎo)線規(guī)格的計算。
    (1)匝比的計算
    設(shè)定K為變壓器原副邊匝比，Udc(min)為輸入電壓的最小值，Dmax為副邊最大占空比，Uo為輸出直流電壓，UD為輸出整流二極管的通態(tài)壓降，ULf為輸出濾波電感Lf上的直流壓降?？紤]到移相控制方案存在副邊占空比丟失現(xiàn)象，選擇副邊最大占空比為0．85，Uin(min)為PFC輸出電壓的最小值380V，假設(shè)輸出整流二極管通態(tài)壓降為1．5V，輸出濾波電感上的直流壓降為0．5V，則可根據(jù)經(jīng)驗公式

    所以實際中取K=7
    (2)磁芯的計算
    在計算好匝比以后，可以根據(jù)以下經(jīng)驗公式求解，Ae為磁芯磁路截面積；Ac為磁芯窗口面積；PT為變壓器傳輸功率；fs為開關(guān)頻率；△B為磁芯材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；dc為變壓器繞組導(dǎo)線的電流密度；kc為繞組在磁芯窗口中的填充因數(shù)。并且我們將本設(shè)計中電源的參數(shù)代入求之得

    根據(jù)以上的計算并根據(jù)鐵氧體磁芯生產(chǎn)產(chǎn)家提供的技術(shù)手冊，我們可以選擇PQ50／50磁芯，可以滿足要求。
    其中Ap=14．2024cm4≥2．4cm4
    (3)匝數(shù)的計算
    選取好磁芯后，先計算副邊繞組匝數(shù)。

   
    選定N2=4，根據(jù)匝比我們可以選定N1=28。
    (4)導(dǎo)線規(guī)格的選擇
    根據(jù)所計算的原副邊電流值，并考慮集膚效應(yīng)，采用電流密度為4A／mm2的導(dǎo)線，可以計算得出所需導(dǎo)線的截面積為0．89mm2的，因此可以采用銅導(dǎo)線來進行繞制，通過分析計算可以得出，我們采用φ0．4銅線8股并繞28圈作為初級繞組，因副邊有兩組繞組，所以通過它的電流有效值為0．632Io=12．64，所以其繞組截面積為3．16mm2，所以采用φ0．4銅線26股并繞4圈作為次級繞組。
    5)諧振電感設(shè)計
    諧振電感用來實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，為開關(guān)管的零電壓開關(guān)提供足夠的能量。為實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，必須滿足

    其中Lr是諧振電感，I是滯后橋臂開關(guān)管關(guān)斷時原邊電流的大小，CDS是開關(guān)管漏源極電容，Udc是母線直流電壓。

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    其中諧振電感值按0．7倍滿載以上實現(xiàn)零電壓開關(guān)設(shè)計，取負載電流為2A(取滿載電流的10％)時濾波電感的電流臨界連續(xù)，即式中的脈動量為4A。開關(guān)管IRFB20N50的漏源極電容為85pF。所以將上述結(jié)果代入經(jīng)驗公式可以得到

    
    6)輸出濾波電路設(shè)計
    (1)輸出電感的選擇
    電感將決定在輸出側(cè)紋波電流的大小，且它的值與紋波電流的大小有關(guān)。電感值是以輸入側(cè)的交流電流峰值所決定的。而交流側(cè)的峰值電流是出現(xiàn)在電壓為最小值時，根據(jù)一般的經(jīng)驗考慮電感上的紋波電流取交流側(cè)峰值電流的20％，所以。根據(jù)下述經(jīng)驗公式可以得到電感L。

   
    電感電流出現(xiàn)最大峰值時的占空比為

   
    (2)輸出電容的選擇
    輸出電容的選擇應(yīng)滿足最大輸出紋波電壓u的要求，而輸出紋波幾乎完全由濾波電容的等效串聯(lián)電阻的大小決定，通常通過選擇合適的等效串聯(lián)電阻來滿足輸出紋波電壓的峰一峰值的，這里取u為0．1V。因此有

   
    另外，對于鋁電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其ResrCf的乘積基本不變，為50×10-6～80×10-6。根據(jù)ResrCf的平均值來求解Cf，即

    實際選用三個60V／1000μF的電解電容器并聯(lián)。
    7)采樣電路設(shè)計
    (I)電壓采樣電路
    圖5所示的電壓采樣電路是采樣48V輸出電壓，經(jīng)過電壓跟隨電路及線性光耦HCNR20l，傳輸給差分放大電路AD8131變成差分信號傳入高速AD轉(zhuǎn)換器。

    (2)電流采樣電路
    圖6所示的電流采樣電路是實時監(jiān)測輸出電流(20A)，該采樣電路由電流檢測放大器LTC6102，基本放大電路，線性光耦HCNR201以及差分放大電路AD813l組成。

3 系統(tǒng)的軟件設(shè)計
    主控制器采用DSP處理芯片，外擴16位高速AD采樣，以滿足實時要求，控制算法采用模糊自適應(yīng)PID控制算法?？刂瞥绦蛑饕芍鞒绦蚝椭袛喑绦蚪M成。中斷包括定時器周期中斷、定時器下溢中斷、比較單元比較中斷。其中，每個比較單元均會在一個對稱PWM周期內(nèi)產(chǎn)生兩次匹配，一次匹配在前半周期的遞增計數(shù)期間，另一次匹配在后半周的遞減計數(shù)期間，所以兩個比較單元會在一個PWM周期內(nèi)通過四次中斷完成PWM輸出跳變。

4 模糊自適應(yīng)PID控制器的設(shè)計
    模糊自適應(yīng)PID控制系統(tǒng)框圖如圖7所示，該圖中模糊自適應(yīng)PID控制器以電壓誤差eu(k)和誤差變化率ceu(k)作為輸入，針對不同情況對PID參數(shù)進行調(diào)節(jié)，模糊推理的輸出結(jié)果△kp、△ki、△kd與常規(guī)PID控制參數(shù)kp、ki、kd分別相加，作為修正后的PID參數(shù)模糊自適應(yīng)PID控制的核心在于設(shè)計模糊隸屬函數(shù)和控制規(guī)則。首先，確定模糊控制器的輸入變量eu(k)和ceu(k)、輸出變量△kp、△ki、△kd的模糊集合為7個模糊子集：[正大(PB)，正中(PM)，正小(PS)，零(ZE)，負小(NS)、負中(NM)，負大(NB)]。各變量的模糊集論域均為[一3，一2，一1，0，1，2，3]，實際中通過調(diào)節(jié)量化因子和比例因子將各變量變化范圍映射到論域范圍。隸屬函數(shù)均采用三角形隸屬函數(shù)，eu(k)、ceu(k)，△kp、△ki、△kd的隸屬度函數(shù)分別表示在圖8和圖9中。模糊推理采用Mamdani方式，解模糊方法為面積重心法。

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5 MATLAB仿真研究
    該系統(tǒng)主電路使用MATLAB工具進行相關(guān)的仿真，控制算法采用模糊自適用PID算法，仿真系統(tǒng)如圖10所示，并與傳統(tǒng)的PID算法控制進行了比較。并比較了兩者控制性能上的差異。被控對象由功率變換及輸出濾波兩部分組成。由于DC／DC變換器的輸入為穩(wěn)定的400V直流電壓，功率變換部分相當(dāng)于一個固定的比例環(huán)節(jié)，輸出濾波部分由濾波電感Lf、濾波電容Cf和負載Ro組成，為二階振蕩環(huán)節(jié)。則被控對象的傳遞函數(shù)可表示為

   
    我們根據(jù)穩(wěn)定邊界法整定模糊自適應(yīng)PID控制器的PID參數(shù)，得到kp=400、ki=20000、kd=2。模糊白適應(yīng)PID控制系統(tǒng)仿真模型如圖10所示。

    從圖ll～l3曲線圖可以看出，模糊自適應(yīng)PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法具有更快的響應(yīng)速度，更低的超調(diào)量以及更少的調(diào)節(jié)時間。

6 結(jié)束語
    以設(shè)計一款48V／20A的數(shù)字通信開關(guān)電源為目標(biāo)，通過對開關(guān)電源技術(shù)的深入研究，提出了以Boost型功率因數(shù)校正電路和移相全橋軟開關(guān)PWM電路為主電路拓撲、以TI公司的TMS320F2812型DSP為主控芯片的設(shè)計方案。對模糊算法的采用進行了一些嘗試，進行了以模糊PID控制器取代傳統(tǒng)PID控制器的系統(tǒng)仿真，并通過仿真結(jié)果得出模糊自適應(yīng)PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法具有更好的控制性能。從而在數(shù)字開關(guān)電源的應(yīng)用中，采用模糊PID控制算法能使控制系統(tǒng)性能得到較好的改善。