三相雙開(kāi)關(guān)PFC電路分析及在CCM模式下的控制策略
掃描二維碼
隨時(shí)隨地手機(jī)看文章
1 三相雙開(kāi)關(guān)PFC電路CCM下的工作原理
1．1 主電路結(jié)構(gòu)
電路將三相交流電的中性線與2個(gè)串聯(lián)開(kāi)關(guān)管S1，S2的中點(diǎn)以及2個(gè)串聯(lián)電容C1，C2的中點(diǎn)相連接，構(gòu)成三電平(正、負(fù)電壓和零電壓)結(jié)構(gòu)，2個(gè)串聯(lián)電容分別并聯(lián)平衡電阻R1，R2，使上、下半橋作用于電容C1，C2的輸出電壓相等。電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。
由于中性線的存在，上下半橋相互獨(dú)立，形成部分解耦的基礎(chǔ)，并且開(kāi)關(guān)器件承受的電壓只有輸出電壓的1／2，降低了對(duì)開(kāi)關(guān)管的選型要求。在此基礎(chǔ)上提出一些新的雙開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難以控制。
1．2 過(guò)程分析
由上述分析，上、下半橋可作為獨(dú)立結(jié)構(gòu)分析。以上半橋?yàn)槔?，等效電路圖如圖2所示。
由三相電壓的對(duì)稱特性，每2π／3的區(qū)間里，只有一相正相電壓最大，如果能使每相的瞬時(shí)電流在2π／3的區(qū)間里跟蹤其最大相電壓，即可實(shí)現(xiàn)最大程度的電流校正。根據(jù)這樣的思路，現(xiàn)分析[π／6～5π／6]中a相電流的變化，因?yàn)檫@段區(qū)間Ua最大，可分3個(gè)階段分析。
第1階段[π／6～π／3]，Ua>Uc>O，在t0時(shí)刻開(kāi)通S1，a相和c相電感同時(shí)充電，導(dǎo)通時(shí)間ton，這段時(shí)間的等效電路如圖3所示。由于開(kāi)關(guān)器件載波頻率遠(yuǎn)大于工頻，因此對(duì)于S1開(kāi)關(guān)周期電路分析可將三相電源等效為對(duì)應(yīng)的直流電壓源?；诖思僭O(shè)可知，載波頻率越高，電流波形越接近推理結(jié)果。此時(shí)的a相電流參見(jiàn)式(1)：
式中：ILc(t0)為c相電流初值。 在t1時(shí)刻關(guān)斷S1，電壓源和儲(chǔ)能電感共同向負(fù)載提供能量，電感電流下降，由于Uc較小，iLc的下降率更大。該段時(shí)間的等效電路如圖4所示。此時(shí)a相的電感電流參見(jiàn)式(3)：
[!--empirenews.page--]
式中：ILa(t1)為a相電流初值，U01為上半橋輸出電壓。
同理，c相電流參見(jiàn)式(4)：
式中：ILc(t1)為c相電流初值。
由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如圖5所示。由于電流的連續(xù)模式，a相電感放電階段不會(huì)回零，且變化斜率由相電壓幅值決定，如式(1)、式(3)所示。由于單相電路等效為Boost電路，當(dāng)電路運(yùn)行在CCM模式，占空比計(jì)算如式(5)所示：
式中：Uo1是上半橋的輸出電壓。
第2階段[π／3～2π／3]，正相電流只有a相，所以開(kāi)關(guān)的通斷只會(huì)引起iLa的變化。
第3階段[2π／3～5π／6]，a相和b相電壓為正，開(kāi)關(guān)的通斷會(huì)引起iLa，iLb的變化。電路分析過(guò)程均和第一階段類似。通過(guò)上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的電流跟隨其最大相電壓，既可以使a相的電流得到最大的補(bǔ)償，又可以使相鄰相的電流得到一定補(bǔ)償。這種控制方法簡(jiǎn)單，可行性高，但由于電路處于部分解耦狀態(tài)，在第l(或3)階段無(wú)法對(duì)c(或b)相進(jìn)行獨(dú)立控制，補(bǔ)償效果并不理想，如何優(yōu)化控制以減小c(或b)電流諧波仍有待解決。
2 CCM模式下的控制和仿真
2．1 控制分析
按電感電流是否連續(xù)，APFC電路的工作模式可以分為連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)、斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)和介于兩者之間的臨界斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM boundary)。該電路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然較大。本文使用平均電流控制技術(shù)，由于平均電流控制電路具有體積小，重量輕，系統(tǒng)噪聲小，穩(wěn)定性高等優(yōu)點(diǎn)，因而得到了廣泛的應(yīng)用?？偪刂瓶驁D如圖6所示。
[!--empirenews.page--]
結(jié)合第1節(jié)的分析，它的基本控制原理是：采用雙閉環(huán)控制策略，即電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合。電壓外環(huán)的任務(wù)是采樣輸出電壓和給定比較，差值經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)和三相交流電壓的最大(最小)值相乘作為相位給定，再取樣實(shí)際輸入的三相電流的最大(最小)值，兩者的差值和三角載波比較產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)，驅(qū)動(dòng)MOS管。上、下橋臂的MOS管完全獨(dú)立，互不影響。這樣控制的好處是：在最大程度上(2π／3的區(qū)間里)對(duì)每相進(jìn)行最優(yōu)控制，控制算法簡(jiǎn)單，采用數(shù)字化的控制方法，成本低。性價(jià)比高。實(shí)際的校正過(guò)程是(以正半橋?yàn)槔?：當(dāng)輸出大于400 V，誤差為正，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)，誤差被正向放大，經(jīng)乘法器得到與輸入電壓同相位的單位正弦電流也相應(yīng)增大，與實(shí)際電流的差值增加，使PWM的占空比增大，輸出電壓減小。2．2 仿真分析
本文的仿真是基于Matlab／Simulink平臺(tái)，應(yīng)用其中SimPowerSystems模塊中的元件搭建而成。應(yīng)用Matlab／Simulink不需要再建立各種模塊的模型，可以快速驗(yàn)證系統(tǒng)的可行性和控制算法的有效性。電路的仿真參數(shù)為：輸入電壓：三相交流380 V；輸出電壓：800 V；開(kāi)關(guān)頻率為：10 kHz；Boost電感值：300μH；輸出濾波電容：470μF；平衡電阻：100 kΩ；負(fù)載電阻：100 Ω；輸出功率：6．4 kW。上橋臂的控制模塊的仿真電路需要注意：采樣三相電壓的瞬時(shí)值作為給定一般在整流后，但由于電感、電容的存在，使整流后的波形并不是標(biāo)準(zhǔn)的饅頭波，所以采整流前端的三相電壓作為給定；三角載波模塊取自plecs工具箱，設(shè)置較為容易，載波頻率為10 kHz；使用加減模塊和滯環(huán)模塊組合，通過(guò)設(shè)置環(huán)寬為0，可以實(shí)現(xiàn)電壓(電流)比較器的功能；下橋臂的電壓給定取自負(fù)半橋最小電壓的絕對(duì)值(不是最大電壓)。在此基礎(chǔ)上，仿真得到的波形如圖7所示。觀察a相和c相電流波形可知，電路工作在CCM模式下，在[π／6～5π／6]，a相電流得到了最大補(bǔ)償；而在[O～π／6]，a相的電流補(bǔ)償效果是比較差的，因?yàn)榇藭r(shí)的控制量是c相電流，c相電流得到最大補(bǔ)償；同理在[5π／6～π]，b相電流得到最大補(bǔ)償，就是說(shuō)補(bǔ)償了c相電流，卻破壞了a相的電流波形。其中a相電流THD=13．76 ％，其中3次和5次諧波的幅值較大，可以考慮用諧波注入法來(lái)消除3次與5次諧波。半橋電壓的平均值為400．2 V，負(fù)載電壓平均值為800 V，從仿真結(jié)果看，控制的基本思路是正確的。
3 實(shí)驗(yàn)分析
該實(shí)驗(yàn)的控制芯片使用DSP2407，其內(nèi)部的事件管理器EV和A／D模塊，資源豐富。驅(qū)動(dòng)芯片使用M57962L，它集成過(guò)流保護(hù)電路和過(guò)流保護(hù)輸出端子。本文實(shí)驗(yàn)的硬件控制框圖如圖8所示。
實(shí)現(xiàn)CCM控制的算法都是在DSP中完成的，外部硬件只需檢測(cè)控制所需的8個(gè)信號(hào)，可見(jiàn)采用DSP所需的硬件電路較少，這使得控制系統(tǒng)的修改和維護(hù)變得相當(dāng)容易和方便。實(shí)際波形和仿真結(jié)論基本吻合，如圖9、圖10所示。圖中，在[0～π／6]，a相電流的補(bǔ)償效果最好；在[π／6～5π／6]和[5π／6～π]，電流比較平，補(bǔ)償?shù)男Ч容^差，這是由部分解耦的特點(diǎn)決定的。
4 結(jié)語(yǔ)
本文提出了三相雙開(kāi)關(guān)PFC電路在CCM模式下的控制策略，分析了電路的工作原理，給出了該電路在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的波形和工作方程表達(dá)式，并且通過(guò)仿真和試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了電路分析的正確性。該電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制容易，成本低并且輸入電流諧波低、功率因數(shù)高，適用于中、大功率應(yīng)用場(chǎng)合。
下載文檔
