基于DSP控制的全數(shù)字UPS逆變器設計

摘要：功率變換器的數(shù)字化實時控制是電力電子技術的一個重要發(fā)展方向。提出了一種新型的基于電感電流模式的雙環(huán)數(shù)字控制器，給出了詳細的設計過程，仿真和實驗結果驗證了數(shù)字控制器設計的正確性。關鍵詞：數(shù)字控制；電感電流模式；雙環(huán)控制

圖1UPS逆變器結構框圖

1引言

隨著信息處理技術的不斷發(fā)展，尤其是計算機的廣泛應用和Internet的迅猛發(fā)展，供電系統(tǒng)的可靠性要求越來越高，因此對不間斷電源（UPS）技術指標的要求也越來越高。UPS的核心部分是一個恒頻恒壓逆變器，由于傳統(tǒng)模擬控制需要使用大量的分立元器件，老化和溫漂嚴重影響了系統(tǒng)的長期穩(wěn)定性?；贒SP的數(shù)字控制技術能大大改善產(chǎn)品的一致性，同時增加了控制的柔性，提高了整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性[1]。本文主要提出了一種數(shù)字控制的UPS逆變器結構，詳細論述了控制系統(tǒng)的參數(shù)設計。

2系統(tǒng)結構

圖1是本文提出的數(shù)字控制UPS逆變器的結構框圖。主電路采用了全橋結構，控制電路是以TI公司的電機控制專用DSP芯片TMS320F240為核心的全數(shù)字控制器[2]。Lf和Cf為逆變器的輸出濾波電感和濾波電容，rL和rC分別為濾波元件的串聯(lián)寄生電阻?？紤]到控制的精確性和產(chǎn)品的成本，控制系統(tǒng)采用了電阻取樣，主功率電路與控制電路共地的系統(tǒng)控制方法。Rs1和Rs2為輸出電壓取樣電阻，Rc為電感電流取樣電阻。電壓和電流取樣信號通過采樣網(wǎng)絡，輸入到DSP的A/D轉換口。DSP的PWM模塊輸出4路PWM信號經(jīng)過驅動電路之后驅動4個IGBT管。

3控制系統(tǒng)設計

3．1數(shù)字雙環(huán)控制器結構

逆變器的控制有許多方案[3]，本文的UPS逆變器采用了電感電流模式的數(shù)字雙環(huán)PI控制方法，具體的逆變器數(shù)字控制框圖如圖2所示。圖中的虛線框內部分為逆變器的主電路，Vref為存儲在DSP程序空間內的正弦波數(shù)據(jù)表，VAB為逆變橋兩橋臂中點間的電

圖2逆變器雙環(huán)數(shù)字控制框圖

圖3電流內環(huán)簡化框圖

圖4電壓外環(huán)簡化框圖

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壓。為了抑制反饋量中的高頻噪聲，提高采樣的精確性，反饋通道中增加了阻容低通濾波器。電壓誤差信號經(jīng)過數(shù)字PI調節(jié)之后的輸出作為電流環(huán)的指令，電流誤差信號再經(jīng)過比例調節(jié)得到電流環(huán)輸出。電流環(huán)輸出與定時器產(chǎn)生的三角波比較后得到四路門極脈沖。

3．2電流環(huán)和電壓環(huán)參數(shù)設計圖3為簡化的電流內環(huán)框圖，Zoh為零階保持環(huán)節(jié)，它的s域傳遞函數(shù)為：Gh(s)=，其中Ts為采樣周期。

本文設計的電壓和電流采樣周期均為50μs。電流環(huán)的開環(huán)脈沖傳遞函數(shù)為：GC(z)=Z=（忽略了電感的串聯(lián)電阻rL），它的閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征方程為：1＋KC·=0，根據(jù)無差拍控制原理，令特征根為0，得到KC=。圖4為簡化的電壓外環(huán)控制框圖。其中為電壓外環(huán)數(shù)字PI控制器脈沖傳遞函數(shù)的一般形式，K1－K2=KITs，KI為積分系數(shù)。由于上面設計的電流內環(huán)的跟蹤速度遠快于電壓外環(huán)，在設計電壓外環(huán)時，作如下合理的簡化：設電感電流已經(jīng)能夠跟蹤指令電流，這樣可以假設電流內環(huán)為一個單位比例環(huán)節(jié)1，從而得到電壓外環(huán)的開環(huán)脈沖傳遞函數(shù)為：Gv(z)=··（忽略了電容的串連電阻rC），其閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征方程為：··＋1=0。同樣根據(jù)無差拍控制原理，令特征根為0，得到K2=，K1可以為任意常數(shù)。根據(jù)K1和K2的關系并結合仿真的方法可以確定K1。

在上面的控制參數(shù)設計過程中，均采用了單位反饋的簡化方框圖，實際線路的反饋通道上肯定會有比例環(huán)節(jié)，因此在上述設計的基礎上，還要根據(jù)實際的反饋比例變換控制方框圖，得到最終的控制環(huán)節(jié)參數(shù)。

3采樣控制時序設計

圖5是本文提出的一種采樣控制時序示意圖。t0－t4為一個開關周期，由于采用了倍頻單極性的正弦波脈寬調制方法，輸出濾波電感的脈動頻率是開關頻率的兩倍，這樣可以縮小濾波元件的體積。在定時器周期中斷的t1時刻，同時啟動兩路A/D轉換器，進行電壓和電流反饋量的采樣，t2時刻A/D轉換結束，立即進行雙環(huán)控制算法的執(zhí)行直至t3時刻。在定時器下溢中斷的t4時刻，將計算所得的比較值CMPRx載入。顯然，在這種采樣控制方法中，控制點相對于采樣點只延時了半個開關周期，比許多文獻[4][5]報道的延時一個開關周期的采樣控制方法，控制的實時性得到的很大的提高，仿真和實驗都驗證了這一點。

圖5采樣控制時序圖

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基于DSP控制的全數(shù)字UPS逆變器設計

圖6逆變器負載切換仿真波形

(c)滿載到半載切換輸出電壓電流波形

x:10ms/divy:100V/div10A/div

(b)半載到滿載切換輸出電壓電流波形

x:10ms/divy:100V/div10A/div

(a)滿載時輸出電壓和電感電流的波形

x:4ms/divy:100V/div10A/div

圖73kVA逆變器的實驗波形 [!--empirenews.page--]

4仿真和實驗結果

表1列出了本文提出的數(shù)字控制逆變器的一些主要參數(shù)。

表1數(shù)字控制的逆變器系統(tǒng)參數(shù)項目符號數(shù)值單位
采樣頻率fs20kHz
濾波電感Lf0.93mH
濾波電容Cf20μF
線性負載R16.2Ω
母線電壓Ud400V
輸出電壓Vo220V
開關頻率fc20kHz
在進行實際的實驗之前，先用MATLAB的SIMULINK工具箱對UPS逆變器系統(tǒng)進行了仿真研究，圖6為負載切換時的輸出電壓和負載電流的仿真波形。

圖7(a)為滿載3kVA下輸出電壓和電感電流的穩(wěn)態(tài)實驗波形，用LEM公司的鉗形表HEMEANALYST2060測得：THD=1.4％，實驗數(shù)據(jù)表明控制系統(tǒng)具有很好的穩(wěn)態(tài)特性。圖7(b)為半載到滿載切換時的負載電壓和負載電流實驗波形，圖7(c)為滿載到半載的切換。實驗波形與仿真波形吻合得比較好，顯示逆變器能夠很快將輸出電壓調整至穩(wěn)態(tài)，表明了控制系統(tǒng)具有良好的動態(tài)特性。

5結語

相對于模擬控制技術，基于DSP的全數(shù)字控制技術大大簡化了控制電路的設計，增加了控制的靈活性。同時采用了數(shù)字無差拍控制技術和延時半個開關周期的采樣控制方法，逆變器的動態(tài)特性大大改善。仿真和實驗均驗證了這種基于DSP的全數(shù)字控制方案的先進性和實用性。