基于新型雙向整流器的鋰電池充放電裝置研究

摘要：針對(duì)當(dāng)前鋰動(dòng)力電池的良好應(yīng)用前景，介紹了一種新型的基于雙向DC／DC同步半橋整流器的高效鋰動(dòng)力電池充放電裝置。對(duì)該充放電裝置的工作原理及過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)分析，同時(shí)對(duì)其硬件參數(shù)和軟件算法進(jìn)行了設(shè)計(jì)。最后搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)單個(gè)200 Ah的鋰動(dòng)力電池進(jìn)行了充、放電實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該裝置電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方案的可行性。
關(guān)鍵詞：整流器；鋰動(dòng)力電池；數(shù)字信號(hào)處理

1 引言
    目前，鋰動(dòng)力電池是當(dāng)前綜合性能和發(fā)展前景最好的電池，在動(dòng)力汽車(chē)、軍事武器、航空航天等方面得到了越來(lái)越廣泛地應(yīng)用，但其充放電過(guò)程存在極大的能量浪費(fèi)。為了減少能量浪費(fèi)，必須對(duì)鋰動(dòng)力電池高效充放電裝置進(jìn)行研究。在此，利用MOSFET的雙向?qū)ㄌ匦裕瑢?duì)基于雙向DC／DC同步半橋整流器的鋰動(dòng)力電池充放電裝置進(jìn)行了研究和設(shè)計(jì)。

2 雙向DC／DC同步半橋整流器
2．1 主電路結(jié)構(gòu)框圖
    圖1示出鋰電池充放電裝置所采用的雙向DC／DC同步半橋整流器的主電路結(jié)構(gòu)框圖。該功率電路拓?fù)溆蓭Ц哳l變壓器隔離的可逆半橋電路和雙電感倍流整流電路構(gòu)成。其中，連接到直流母線的可逆半橋電路由兩個(gè)全控型開(kāi)關(guān)管VQ1，VQ2、分壓儲(chǔ)能電容C1，C2、變壓器初級(jí)T1、起平衡電容電壓作用的均壓電感L和二極管VD3，VD4組成，Ud為直流母線電壓；次級(jí)雙電感倍流整流電路則由變壓器次級(jí)T2、功率開(kāi)關(guān)管VQ3，VQ4、輸出雙濾波電感L1，L2以及輸出濾波電容C3組成，其輸出連接到鋰動(dòng)力電池，Uo為電池充放電電壓。其中，驅(qū)動(dòng)信號(hào)由DSP TMS3 20F2808經(jīng)A／D采樣和充放電算法運(yùn)算后由DSP的PWM模塊輸出，再經(jīng)隔離驅(qū)動(dòng)電路放大后驅(qū)動(dòng)相應(yīng)開(kāi)關(guān)管。

2．2 主電路的工作原理
    該雙向變換器有正向充電和反向放電兩種工作模式，這兩種模式通過(guò)DSP芯片TMS320F2808進(jìn)行控制。①正向充電模式下，VQ1，VQ2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位相差180°，占空比d<0．5；而VQ3，VQ4作為同步整流管工作在反向?qū)?；該狀態(tài)下，分別與VQ1，VQ2互補(bǔ)導(dǎo)通。該模式下能量由直流母線流向鋰動(dòng)力電池，電池被充電；②反向放電模式下，VQ3，VQ4工作在正向?qū)顟B(tài)下，d>0．5，VQ1，VQ2工作在同步整流狀態(tài)下，分別與VQ3，VQ4反向互補(bǔ)導(dǎo)通。該模式下鋰動(dòng)力電池放電，能量由電池端流向直流母線。上述整個(gè)充放電過(guò)程中，負(fù)載鋰動(dòng)力電池輸出的電流均等于兩個(gè)輸出濾波電感電流IL1，IL2之和，即Ib=IL1+IL2。下面分別對(duì)這兩種工作模式的原理進(jìn)行分析。[!--empirenews.page--]
    (1)正向充電模式工作原理及過(guò)程
    該雙向變換器在正向充電時(shí)的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期TS內(nèi)有4種開(kāi)關(guān)模態(tài)，具體分析如下：
    模態(tài)1[t0～t1] 在t0時(shí)刻，VQ1，VQ4導(dǎo)通，變壓器初、次級(jí)電壓同名端均為正極性，變壓器初級(jí)電壓uT1=Ud／2，VQ2，VQ3處于關(guān)斷狀態(tài)，前者漏源極電壓由于VQ1導(dǎo)通被箝位到母線電壓，即udsVS2=Ud。兩個(gè)回路的IL1，IL2都流過(guò)VQ4，此時(shí)，L1存儲(chǔ)能量，IL1增大；而L2釋放能量，IL2減小。
    模態(tài)2[t1～t2] 在t1時(shí)刻，VQ1，VQ2關(guān)斷，變壓器初、次級(jí)電壓為零，VQ1，VQ2的漏源級(jí)電壓均為母線電壓一半，即udsVS1=UdsVS2=Ud／2。此時(shí)使VQ3，VQ4導(dǎo)通，則二者分別對(duì)IL1，IL2進(jìn)行續(xù)流，L1，L2都向電池釋放能量，電流均減小，故輸出給電池的電流Ib亦減小。
    模態(tài)3[t2～t3] 在t2時(shí)刻，VQ2導(dǎo)通，VQ1保持關(guān)斷，變壓器初、次級(jí)電壓同名端均為負(fù)極性，VQ1的漏源極電壓為母線電壓，即udsVS1= Ud，使VQ4關(guān)斷，VQ3保持開(kāi)通，IL1，IL2都流經(jīng)VQ3。此時(shí)，L2存儲(chǔ)能量，IL2增大；而L1釋放能量，IL1減小。
    模態(tài)4[t3～t4] 情況與模態(tài)2相同，不再贅述。
    圖2a給出了該整流器處于正向充電模式時(shí)其主要電參量的波形圖。

    (2)反向放電模式工作原理及過(guò)程
    該雙向變換器在一個(gè)Ts內(nèi)亦有4種開(kāi)關(guān)模態(tài)。
    模態(tài)1[t0～t1] 在t0時(shí)段，VQ1，VQ4導(dǎo)通，VQ2，VQ3關(guān)斷。變壓器初、次級(jí)電壓同名端均為正極性。變壓器初級(jí)電流由同名端流出，通過(guò)反向?qū)ǖ腣Q1給C1充電。此時(shí)，IL1，IL2都流經(jīng)VQ4。L1放電，和電池一起通過(guò)變壓器向母線傳遞能量，IL1減小；另外電池也向L2放電，故IL2增大。
    模態(tài)2[t1～t2] 在t1時(shí)刻，VQ1關(guān)斷，保持VQ2關(guān)斷，VQ3，VQ4導(dǎo)通，變壓器初、次級(jí)電壓為零，沒(méi)有電流流過(guò)。此時(shí)UdsVS1=UdsVS2=Ud ／2。電池通過(guò)VQ3向L1，以及通過(guò)VQ4向L2放電，L1，L2被充電，IL1，IL2都是增大的。
    模態(tài)3[t2～t3]在t2時(shí)刻，VQ2導(dǎo)通，VQ1關(guān)斷，變壓器初、次級(jí)電壓同名端均為負(fù)極性，由于VQ2導(dǎo)通，VQ1的漏源極電壓為母線電壓，即UdsVS1=Ud。VQ4關(guān)斷，保持VQ3開(kāi)通。此時(shí)，IL1，IL2都流經(jīng)VQ3。L2放電，和電池一起通過(guò)變壓器向母線傳遞能量，IL2減小；另外電池也向L1放電，故IL1增大。
    模態(tài)4[t3～t4]情況與模態(tài)2相同，不再贅述。
    圖2b給出該整流器處于反向充電模式時(shí)其主要電參量的波形圖。在上述充放電過(guò)程中，只要C1和C2電壓不相等，則L上將流過(guò)電流，直到兩電容電壓平衡為止。
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3 主電路硬件參數(shù)設(shè)計(jì)
    主電路硬件參數(shù)的設(shè)計(jì)包括L1，L2、初次級(jí)開(kāi)關(guān)管的選型以及隔離驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)等。
3．1 濾波電感參數(shù)的設(shè)計(jì)
    由于兩個(gè)電感完全一樣，故設(shè)計(jì)其中一個(gè)電感L1即可。開(kāi)關(guān)管工作頻率fs=42 kHz，半橋開(kāi)關(guān)管最大占空比D=0．4，輸出電壓5 V，電感電流為30 A，電感電流紋波取±5％，變壓器次級(jí)倍流整流管導(dǎo)通壓降與線路壓降之和△u=0．2 V，由此可得L1=(1-D)(Uo+0．2)／(fs△iL 12)=25μH。
3．2 MOSFET的選型
    (1)半橋開(kāi)關(guān)管的選型
    設(shè)定Ud=360 V，故半橋開(kāi)關(guān)管工作在高壓狀態(tài)下，其選型主要考慮耐壓，過(guò)電流能力和內(nèi)部快恢復(fù)二極管的恢復(fù)時(shí)間等。電路中VQ1，VQ2選用N溝道MOSFET管IXTP14N60P，其額定電壓為600 V，額定電流為14 A，內(nèi)部反并聯(lián)二極管恢復(fù)時(shí)間小于400 ns，完全可以滿足電路要求。
    (2)變壓器次級(jí)同步整流管選型
    由于變壓器次級(jí)輸出屬于低壓大電流(5 V／60 A)的工況，為減小損耗，同步整流管的導(dǎo)通電阻越小越好，同時(shí)，較短的MOSFET開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)間對(duì)提高效率也很關(guān)鍵。因此VQ3，VQ4采用低壓大電流功率開(kāi)關(guān)管IXTQ200N06P，其漏源極額定電壓為600 V，額定電流為200 A，導(dǎo)通電阻低于6 mΩ，開(kāi)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間分別為35 ns和90 ns。
3．3 隔離驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)
    (1)半橋隔離驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)
    隔離驅(qū)動(dòng)電路是控制電路與功率電路之間的信號(hào)接口。為了保證系統(tǒng)具有良好的抗干擾能力，同時(shí)實(shí)現(xiàn)DSP輸出的PWM信號(hào)對(duì)功率電路
開(kāi)關(guān)管的有效驅(qū)動(dòng)，采用帶隔離功能的懸浮自舉半橋驅(qū)動(dòng)芯片SI8223作為該系統(tǒng)的隔離驅(qū)動(dòng)電路主控芯片。
    (2)變壓器次級(jí)倍流整流管驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)
    由于變壓器次級(jí)倍流整流管實(shí)質(zhì)為大電容負(fù)載，其驅(qū)動(dòng)芯片要有較強(qiáng)的驅(qū)動(dòng)能力，因此采用兩片大電流MOSFET驅(qū)動(dòng)芯片UCC27321對(duì)其進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。該芯片具有9 A的峰值電流驅(qū)動(dòng)能力，能夠快速地驅(qū)動(dòng)MOSFET開(kāi)關(guān)管，在10 nF的負(fù)載下，其上升時(shí)間和下降時(shí)間的典型值僅20 ns，并且有使能保護(hù)引腳，增強(qiáng)了系統(tǒng)可靠性。

4 充放電算法的實(shí)現(xiàn)
    電池充電時(shí)采用先恒流(電流PI調(diào)節(jié))限壓，再恒壓(電壓PI調(diào)節(jié))限流的控制方法，其算法框圖如圖3所示。電池放電時(shí)采取恒流(電流PI調(diào)節(jié))限壓的控制方式，即使電池以一定電流放電，當(dāng)放電端電壓小于限定值時(shí)，停止電池放電。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    實(shí)際搭建了基于雙向DC／DC同步半橋整流器的鋰電池充放電裝置的樣機(jī)，對(duì)單個(gè)200 Ah的鋰動(dòng)力電池充電、放電實(shí)驗(yàn)，充放電電流60 A，電壓5 V。圖4a為雙向DC／DC同步半橋整流器充放電時(shí)其4個(gè)開(kāi)關(guān)管VQ1～VQ4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)upwmVQ1～upwmVQ4波形。顯然，這4路信號(hào)上升和下降速度均較快，同時(shí)，前兩者占空比完全相等，相位相差180°，upwmVQ1和upwmVQ3，upwmVQ2和upwmVQ4剛好互補(bǔ)導(dǎo)通，與前文的分析完全一致。圖4b為雙向DC／DC同步半橋整流器輸出到電池的充放電5 V電壓，顯然波形較平滑，紋波較小，完全能滿足鋰動(dòng)力電池的充放電要求。

6 結(jié)論
    介紹了一種先進(jìn)的基于雙向DC／DC同步半橋整流器的鋰動(dòng)力電池充放電方案，對(duì)裝置的硬件和算法進(jìn)行了設(shè)計(jì)。最后搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，輸出電壓波形穩(wěn)定，紋波小，能夠較好地實(shí)現(xiàn)鋰動(dòng)力電池的充放電要求，驗(yàn)證了該裝置電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制方案的可行性，為未來(lái)動(dòng)力鋰電池充放電設(shè)備的進(jìn)一步研制提供了借鑒。