基于連續(xù)波多普勒的超聲成像系統(tǒng)設計

摘要：

連續(xù)波多普勒(CWD) 接收器新一代解決方案采用了已經投產的高集成度、雙極型放大器和CWD混頻器/波束成型芯片組。新方案能夠保證CWD接收機無法做出妥協(xié)的診斷特性。采用雙極型放大器和CWD混頻器波束成型電路能夠使系統(tǒng)達到“高端”CWD的指標，在下一代結構緊湊的超聲設備中有效改善診斷工具的性能。

典型的相控陣CWD(連續(xù)波多普勒)架構中，超聲傳感器的聚焦孔徑分成兩部分，一半的(64至128個)傳感器單元用于發(fā)送器，另一半用于接收器。作用在發(fā)射單元的信號是方波信號，典型頻率為2.0 MHz至7.5 MHz多普勒頻率。發(fā)射單元通過發(fā)送適當相位的信號聚焦發(fā)射波束。同樣，CWD接收信號通過對每個接收單元的信號進行相位調整、求和進行聚焦。

“波束成型”CWD接收信號是由固態(tài)組織反射的強信號(通常稱其為雜波)以及流動的血液反射回來的較弱的多普勒信號。每個相控陣接收通道輸入端的典型雜波可能高達100mVp-p，而接收機RTI的噪底只有1至2nV/。為了優(yōu)化接收性能，需要每通道的SNR達到155dBc/。

對于一個64通道的CWD接收機，考慮到求和增益，求和后的“波束成型”信號需要額外的18dB動態(tài)范圍，整體信噪比SNR的要求會達到 173dBc/!更加困難的是，感興趣的低速多普勒信號的頻率會在1kHz以內或低于雜波信號。由此可見超聲檢測設備面臨巨大的設計挑戰(zhàn)。目前，超聲系統(tǒng)大多采用模擬延時線接收器實現(xiàn)CWD信號檢測(圖1)，來自超聲接收單元的輸入信號經過緩沖、放大，低噪聲放大器提供大約20dB的增益。LNA輸出被轉換成電流信號，隨后通過交叉開關和模擬延時線進行波束成型。這種架構很容易集成，因為他所需要的電壓-電流轉換器、模擬開關、無源延時線以及單路I/Q混頻器很容易集成。通過配置交叉開關求和，通過適當?shù)难訒r線抽頭切換信號，達到每個接收器的延時要求。

波束成型后的RF CWD信號混頻后得到基帶I、Q信號，這兩路信號經過帶通濾波后進行數(shù)字轉換。RF至基帶的混頻處理通常是接收鏈路保證SNR的瓶頸，這個處理過程對 CWD的性能影響較大，對于64通道設計示例，I、Q RF混頻器需要在處理波束成型信號時具有173dBc/ (1kHz頻偏)的動態(tài)范圍。能夠達到這一指標的混頻器很難實現(xiàn)，此外，本振驅動信號還必須保持極低的抖動。遺憾的是很難從市場上獲得能夠達到這樣指標的邏輯器件—雖然CWD延時線能夠滿足結構緊湊的超聲系統(tǒng)的最低要求，因此，上述性能的局限性是亟待解決的問題。

圖1 基于CWD延時線的接收機簡化電路

為了獲得更高性能，在CWD系統(tǒng)中引入一個CWD混頻器/波束成型器，簡化框圖如圖2所示。該架構中，每個通道都具有一個I/Q混頻器，在基帶端(而非RF端)進行波束成型求和;每路I/Q混頻器的LO相位可以調節(jié)在N (N = 8至16相)個相位中的一種。LO相位的變化將改變接收信號的相位，達到波束成型的目的。

由于混頻器的實現(xiàn)基于每個通道，對每個通道混頻器的要求可以降低到155dBc/Hz (1kHz頻偏)。這一指標雖然苛刻，但利用雙極型混頻器和標準邏輯器件可以實現(xiàn)?；祛l器輸出為電流，而且在基帶進行無源求和，可以滿足CWD波束成型的SNR要求。

圖2 低功耗LNA和CWD混頻器/波束成型電路能夠簡化CWD接收機設計，獲得高性能

過去，由于缺乏適當?shù)募晒に嚕茈y實現(xiàn)高性能的波束成型架構。但目前這一問題已經得到解決，完全集成的8通道VGA和8通道CWD I/Q混頻器以及配套的可編程LO驅動器已經開始供貨，圖3所示給出了這類器件MAX2038接收鏈路的示圖。采用這種架構可以使超聲系統(tǒng)達到優(yōu)異的 CWD性能，不存在上述延時線CWD架構的局限性。

圖3 簡化后的單通道超聲接收機，采用MAX2038單芯片8路I/Q混頻器和MAX2034 4路LNA，有效提高系統(tǒng)性能

構建CWD接收器的另外一個潛在問題是LNA放大器的SNR指標，為了降低功耗、減小尺寸，許多超聲設計人員選擇了CMOS LNA，這樣的器件可能適合某些能夠控制CWD性能的應用。利用幾何尺寸低于0.35μm的CMOS工藝制作放大器時，1/f噪聲很大。這種噪聲會引起 LNA增益的低頻調制。較強的RF CWD雜波通過這種LNA時將產生較大的低頻調制噪聲，從而降低SNR指標和CWD檢測靈敏度。因此，為了滿足高性能的應用需求，應選擇類似于 MAX2034 4通道超聲LNA的雙極型低噪聲放大器。