DSP控制的電力線通信模擬前端接口設計

引言

隨著電子技術和網絡技術的發(fā)展，運用電力線作為載體進行信號傳輸受到人們越來越多的重視，得到了越來越廣泛的應用。電力線是當今最普通、覆蓋面最廣的一種物理媒介，由其構成的電力網是一個近乎天然的物理網絡。如何利用電力網的資源潛力，在不影響傳輸電能的前提下，將電力輸送網和通信網合二為一，使之成為繼電信、電話、無線通信、衛(wèi)星通信之后的又一通信網，是多年來國內外科技人員技術攻關的一個熱點。電力線載波通信就是在這種背景下產生的，它以電力網作為信道，實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳遞和信息交換。電力線作為載波信號的傳輸媒介，是唯一不需要線路投資的有線通信方式。

作為通信技術的一個新興應用領域，電力載波通信技術以其誘人的前景及潛在的巨大市場而為世界關注。我國從上世紀50年代開始從事電力線載波通信技術的研究。90年代以后，電力線載波技術的需求隨著我國經濟的發(fā)展進一步擴大。目前，該技術開始應用于家居自動化、遠程抄表、寬帶上網等領域。專家介紹，在一些干擾大、布線困難的工業(yè)領域若要實現(xiàn)自動化控制，采用電力載波通信方式能達到事半功倍的效果，因此，電力網又被喻為“未被挖掘的金山”。

實現(xiàn)電力線載波通信的方法有很多，通常利用一個專用通信芯片實現(xiàn)系統(tǒng)的調制解調部分，而系統(tǒng)的應用部分則使用另一個控制器來完成，這種雙片法是一種不錯的選擇。隨著數(shù)字信號處理技術的發(fā)展，可以合二為一，一個高級的DSP控制器可以實現(xiàn)電力線調制解調器的功能。DSP控制器可以在軟件上實現(xiàn)調制解調器功能，用片上外設在電力線上通過模擬終端接口,來實現(xiàn)接收和發(fā)送。

本文敘述的是一個遵從CEA709[1]協(xié)議,使用定點DSP控制器（TMS320LF2812）,從軟件和硬件上來實現(xiàn)電力線調制解調器的系統(tǒng)。文中描述了模擬終端具體的設計方法,而這個終端對穩(wěn)定的收發(fā)運行過程來說是必要的。

1 基于CEA709協(xié)議的系統(tǒng)框架

圖1為ANSI/CEA709協(xié)議標準的物理框圖。該協(xié)議的詳細說明可見參考文獻[1]。

圖1 CEA709協(xié)議物理層框圖

在軌道交通、網絡能源管理、智能樓宇、暖通空調、煤礦安全、能源和環(huán)境管理等領域應用廣泛的控制網絡平臺LonWorks成為中國國家標準指導性技術文件。全球的樓宇、家庭、工業(yè)和運輸自動化業(yè)目前大量采用了基于LonWorks平臺。LonWorks平臺是世界上最大住宅智能電表網絡的核心技術平臺，被瑞典、荷蘭和澳大利亞等國家的住宅和小型商業(yè)電表的智能表所采用，而運行在此平臺上的協(xié)議是美國控制網絡標準ANSI/CEA709。目前，已有越來越多的中國生產廠和集成商采用了ANSI/CEA709協(xié)議標準，例如在青藏鐵路——世界上最長的高海拔鐵路列車上，利用LonWorks技術平臺，采用ANSI/CEA709協(xié)議用于技術監(jiān)測和控制各種系統(tǒng)，包括監(jiān)測最先進的旅客用供氧系統(tǒng)。

對于圖1中的CEA709物理層框圖，用DSP來實現(xiàn)CEA709調制解調器功能的系統(tǒng)框圖如圖2所示。DSP（TMS320F2812）具有150MIPS的計算能力,信號采集使用一個12位片上模/數(shù)轉換器,其轉換速度為12 Msps，DSP提供多PWM來適應電力線調制解調器。

圖2 系統(tǒng)框圖

2個片上PWM輸出和1個線驅動器用于實現(xiàn)調制解調器的發(fā)送功能。一個A/D輸入用來采樣帶通輸入端口信號,以此來實現(xiàn)調制解調器的接收功能，帶通濾波器實際上是一個離散濾波器。它們和交流阻塞電容、耦合變壓器一起完成接口的模擬前端設計。

下面主要介紹模擬前端接口的設計過程。

2 模擬前端及接口的實現(xiàn)

CEA709通信系統(tǒng)以131.579 kHz載波頻率來定義，每個傳輸數(shù)據(jù)位由載波頻率正弦波上24個周期組成，因此波特率為5.5kbps。每個位段的相位可以設為0°而使該位置0,也可以設為180°來使該位置1。

2.1 信號接收

首先去除耦合網絡中的50/60 Hz電力線電壓,然后再用一個二階有源帶通濾波器濾出信號，可以檢測到131.5kHz的調頻信號。這個濾波器是通過一個運算放大器來建立的。帶通濾波器的輸出由DSP的模/數(shù)轉換器的一個通道采樣，信號采樣序列由FIR濾波器處理，同時,這個濾波器的輸出用來進行時鐘恢復和數(shù)據(jù)檢測。

采樣得到的是115 kHz的接收信號，它是載波頻率的（21/24）倍。這個信號在131.5 kHz至中頻16.5kHz的范圍內向下采樣,然后用采樣頻率時鐘與輸入載波正弦信號混合相乘,兩個正弦波相乘的結果生成兩個正弦波頻率的“和”與“差”的合成信號，如圖3所示。

圖3 采樣后的頻率效應

運行時,DSP在每個ADC采樣轉換完成后都會產生一個中斷，然后每個采樣信號就和數(shù)字PLL(PhaseLocked Loop鎖相環(huán))輸出比較,來估計接收到的信號的相位。在頻率5.5kHz下,相位是確定的。如果相位小于±90°,那么就假定接收到的是“0”信號,否則就是“1”信號。

接收的位序列和已知的“位同步”域進行比較,當位同步數(shù)據(jù)接收到之后,調制解調器就開始搜尋“字同步”域。字同步數(shù)據(jù)標志著消息數(shù)據(jù)的起始,同時也定義了消息數(shù)據(jù)的極性。當包的數(shù)據(jù)確定后, 11位碼字解碼為8位的數(shù)據(jù)字節(jié)，接收字節(jié)的校驗位和通過計算得到的校驗位進行比較，數(shù)據(jù)從物理層傳送到MAC層。然后接收數(shù)據(jù)進行CRC校驗比較,正確數(shù)據(jù)從數(shù)據(jù)鏈路層傳輸?shù)骄W絡層。

2.2 相位檢測

為了檢測發(fā)送信號的“0”或“1”, 中頻信號16.5kHz的相位是離散的接收信號值的形式。首先需要用接收的采樣信號驅動一個數(shù)字鎖相環(huán)，當這個鎖相環(huán)的輸出被接收的信號同步地鎖住后,鎖相環(huán)和接收信號之間的復數(shù)相位的估算是由鎖相環(huán)調制產生的。復數(shù)相位的實部是余弦和,當接收到“0”信號時，它是一個很大的正數(shù)值；相反接收到“1”時,它就是一個大的負數(shù)。復數(shù)相位的虛部是正弦和。它代表了相位有偏差,并反饋給鎖相環(huán)來調整正弦輸出,以跟蹤接收的信號。

圖4 接收信號處理框圖

圖4為完整的接收信號的處理框圖。為了提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性,加上了一個自動增益控制模塊(Automatic Gain Control，AGC)。它是通過偵測接收信號的平均大小來接收信號的。

2.3 信號發(fā)送

在該應用中,發(fā)送信號通過DSP控制器的片上PWM（脈寬調制模塊）直接生成。每一位定義有24個周期，因此PWM控制器允許運行24個周期；而后,根據(jù)下一個發(fā)送位的極性,通過一個中斷來重新給PWM輸出賦值。欲發(fā)送的消息數(shù)據(jù)從應用層依次輸送到會話層、傳輸層、網絡層、數(shù)據(jù)鏈路層,然后到達物理層,形成發(fā)送波形。在數(shù)據(jù)鏈路層時,消息數(shù)據(jù)的CRC字經計算后附加給數(shù)據(jù)，物理層確定信道是否可用，然后把數(shù)據(jù)發(fā)送出去。

2.4 PWM生成發(fā)送波形

三級信號波形是通過把DSP控制器的兩個PWM輸出相加得到的，然后該波形由低通濾波器產生一個正弦波。與標準的二級方波相比,三級波形的奇次諧波能量要小很多,不同的脈沖寬度會產生不同的諧波頻率。為了將濾波器需要清除的諧波減到最小,需要確定最佳的脈沖寬度。從下式對稱脈沖的傅里葉級數(shù)公式,可以找到這個寬度。式（1）中T代表基波頻率周期,ω代表脈沖寬度。

那么，總的諧波失真THD可用下式表達：

對式（2）求最小的總諧波失真,則最佳脈寬大約是周期T的37%；然而,這還沒有考慮到低通濾波產生的影響。如果用二階低通濾波器,將會得到不同的結果。在模擬時，二階低通濾波器的Q設置為2.3。如果Q很大,THD會更好,但是會造成碼間干擾，因此,最好是把正負數(shù)字脈寬設為脈沖周期的1/3長,將低通濾波器角頻率和數(shù)字脈沖序列的頻率設為相同。1/3脈寬可以通過使用12倍于發(fā)送波形頻率的定時時鐘信號來獲得，如圖5所示。通過使用1個模擬電路,將2個數(shù)字信號相加,而后低通濾波器濾掉諧波,就可以從PWM輸出獲得正弦波。

圖5 三級波形結構

2.5 發(fā)送放大器設計

發(fā)送放大器由SallenKey濾波器決定，發(fā)送低通濾波放大器如圖6所示。這個電路的傳輸函數(shù)如下：

圖6 發(fā)送低通濾波放大器

這里，R1=kR,R2=R,C1=C,C2=aC。假設放大器增益為2,則vout可以表示如下：

Q最大時濾波器的峰值最大，而當商數(shù)k/(1+k)為1時Q最大。

因此圖6中SallenKey濾波器中的電阻R1和R2一般相等，Q根據(jù)電容的比值來確定。發(fā)送放大器有2個輸入端，2個輸入信號是從處理器的PWM輸出端中的信號過濾而來。放大器發(fā)送頻率的峰值越大,諧波頻率中的相對衰減也越大，因此，希望電阻R1、R2、R3的并聯(lián)組合與R4電阻相等,以此來獲得一個較大的Q值。

若定義R4=R，則：

此外,定義衰減因素k為：

然后,能根據(jù)R和k來定義電阻值：

定義電容為C1=C,C2=aC,根據(jù)A、k、a、R和C，發(fā)送放大器的傳輸函數(shù)如下：

其中：

給定Q,電容比率為：

若放大器增益A=2,且取a的較小解,則

最后,s=0,傳輸函數(shù)增益為：

這樣,就求得了所有定義發(fā)送放大器部件的參數(shù)，通過以上的參數(shù)可以設計調制解調器模擬終端。

3 結論

本文只對電力線調制解調器的硬件設計過程進行了描述，軟件設計主要是根據(jù)CEA709協(xié)議的要求通過DSP來完成的。在設計和實現(xiàn)中還有許多關鍵技術問題需解決，因篇幅所限未作詳細說明。這個基于單一定點DSP控制的調制解調器硬件系統(tǒng)在各種電力條件下進行檢測，其功能較穩(wěn)定和可靠，正應用于智能家居的系統(tǒng)中。

參考文獻

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