開(kāi)關(guān)電源功率因數(shù)校正的DSP實(shí)現(xiàn)

摘要：介紹了用TI公司的TMS320LF2407A實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)電源功率因數(shù)調(diào)整（PFC）的原理，算法以及較為詳細(xì)的實(shí)現(xiàn)步驟，最后給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

關(guān)鍵詞：數(shù)字信號(hào)處理器；功率因數(shù)校正；開(kāi)關(guān)電源

A DSP Solution for Power Factor Correction of Switching Power Supply 

LI Bing, LIN Guo-shu 

Abstract:A DSP based solution for power factor correction of switching power supply is introduced.The principle, algorithm and detailed implementation are discussed . At last, experiment results are provided. 

Keywords:DSP; Power factor correction(PFC); Switching power supply

1  引言

    隨著對(duì)高功率因數(shù)的變換器的需求不斷增長(zhǎng)，功率因數(shù)為1（unity power factor）的電源供給越來(lái)越受到歡迎。在計(jì)算機(jī)或其它一些設(shè)備上，電源要求魯棒性好、可靠、抗干擾能力強(qiáng)。而數(shù)字控制正提供了這方面的保障。

    和傳統(tǒng)模擬控制器相比，數(shù)字控制器具有以下這些優(yōu)點(diǎn):可以實(shí)現(xiàn)非線性的精細(xì)的控制算法，減少元器件數(shù)量,提高可靠性,不易老化,很小的控制偏差和熱漂移。但同時(shí),數(shù)字控制也意味著相對(duì)較高的費(fèi)用和一定的控制帶寬限制。過(guò)去,這些不足在很大程度上限制了數(shù)字控制在電源方面的應(yīng)用。而現(xiàn)在，由于高效廉價(jià)的DSP的出現(xiàn)，數(shù)字控制不僅在交流驅(qū)動(dòng)（ACdrives）和三相變換方面應(yīng)用越來(lái)越廣泛，而且在DC/DC變換領(lǐng)域也成為一種可行方案。本文將討論DSP在單相開(kāi)關(guān)電源功率因數(shù)校正方面的應(yīng)用。

2  傳統(tǒng)的模擬PFC電路簡(jiǎn)介

    模擬PFC電路已經(jīng)有了多年的應(yīng)用，并且推出了一些商用的IC芯片，例如TI公司的UC3854等。

    圖1所示的就是功率因數(shù)校正的基本原理。PFC控制電路主要由電壓誤差放大器、電流誤差放大器、乘法器和PWM驅(qū)動(dòng)組成。控制的目標(biāo)是使輸入電流緊跟輸入電壓的變化，并使輸出紋波盡可能地小。為了使輸入電流跟隨輸入電壓變化，控制電路對(duì)輸入電壓采樣，采樣信號(hào)作為乘法器的一個(gè)輸入；為了保持輸入電壓穩(wěn)定，輸出電壓經(jīng)分壓、比較和誤差放大后作為乘法器的另一個(gè)輸入,于是乘法器的輸出具有輸入電壓的形狀，且其幅度由輸出電壓控制。乘法器的輸出作為輸入電流的基準(zhǔn)信號(hào)。采樣輸入電流，和這個(gè)基準(zhǔn)比較，經(jīng)誤差放大后輸入PWM比較器，PWM輸出驅(qū)動(dòng)波形控制變換器工作。閉環(huán)反饋控制的結(jié)果使輸入電流的平均值與輸入電壓成正比，從而達(dá)到較高的功率因數(shù)。

圖1  功率因數(shù)校正原理

    PFC變換器的輸出中含有二次諧波的紋波電壓，

         |ΔVo(t)|=         （1）

這與變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方式無(wú)關(guān)。如果要通過(guò)電壓回路消除輸出電壓的紋波，就必然會(huì)損壞輸入電流的波形，從而降低功率因數(shù)。而引入模擬濾波電路

的話，又會(huì)引入不良的相位影響,而且由于模擬元件參數(shù)離散性大、易老化和熱漂移等因素，很難實(shí)現(xiàn)精確的濾波。所以對(duì)于50Hz的工頻輸入，電壓回路的帶寬一般都只選在10～20Hz。

3  數(shù)字控制的PFC模型

    如圖2所示是Boost電路PFC的數(shù)字化模型。該模型的控制原理與前面所述的模擬電路是一致的。區(qū)別就是用兩個(gè)數(shù)字的比例積分控制器（PI）Ki、Kv代替了原來(lái)的兩個(gè)誤差放大器。另外，在電壓PI的輸出端加了一個(gè)陷波濾波器，濾波頻率為100Hz。與模擬濾波器相比，數(shù)字濾波可以很好地減少100Hz的諧波成分，同時(shí)引入的相位影響卻要小得多。

圖2  數(shù)字控制的PFC模型

    這樣，就可以提高電壓回路的帶寬，繼而提高電路的反應(yīng)速度。

    如圖2所示，三個(gè)信號(hào)被采樣，分別是輸出電壓Vo，輸入電流Is，輸入電壓Vi′。其中值得注意的一點(diǎn)是，我們可以編程實(shí)現(xiàn)總是在開(kāi)關(guān)閉合的中間時(shí)間對(duì)Is采樣，從而不需要另加低通濾波就可以獲得Is的平均值。

    接下來(lái)我們分別建立PI控制器和陷波濾波器的數(shù)字模型。PI控制算法的模擬表達(dá)式為

       V(t)=Kp     （2）

對(duì)式（2）進(jìn)行離散化處理，得到

        V(n)=Kp[e(n)－e(n－1)]＋Ki·e(n)＋V(n－1)    (3)

式中：Kp為比例系數(shù)；

      Ki=Kp為積分系數(shù)，T為采樣周期，Ti為積分時(shí)間常數(shù)。

    PI系數(shù)的整定常常通過(guò)實(shí)驗(yàn)來(lái)確定，或通過(guò)湊試，或者通過(guò)經(jīng)驗(yàn)公式來(lái)確定。這方面的內(nèi)容一般的計(jì)算機(jī)控制系統(tǒng)類的書(shū)上都有介紹。

    陷波濾波器的設(shè)計(jì)可參照公式(4)

           （4） [!--empirenews.page--]

式中：ω是濾波頻率的角速度；

      Q值按不同的要求確定。

    離散化可以由Matlab的sysd=c2d(sys,Ts)方程方便地實(shí)現(xiàn)。圖3所示的就是所設(shè)計(jì)濾波器的Matlab模擬圖，其中ω=628，Q=20。

圖3  數(shù)字陷波器的Matlab模擬

4  DSP實(shí)現(xiàn)

    我們采用TI公司的16位芯片TMS320LF2407A來(lái)實(shí)施控制方案。這款芯片專門用于數(shù)字控制的2000系列，采用哈佛結(jié)構(gòu)的CPU和4級(jí)流水性操作的程序控制，運(yùn)行速度是40MIPS（即25ns的指令周期）。它具有544字節(jié)的DARAM，2k的SARAM，32k的FLASH，2個(gè)事件管理單元，16路10bit、轉(zhuǎn)換時(shí)間500ns的A/D轉(zhuǎn)換，最多16路的PWM輸出等片內(nèi)資源。

    對(duì)電流回路和電壓回路，我們分別采取20kHz和10kHz的控制頻率。兩個(gè)中斷程序被用來(lái)完成PFC的數(shù)字控制，中斷程序int2負(fù)責(zé)3個(gè)輸入的采樣及電流回路的PI控制，另一個(gè)中斷程序int3負(fù)責(zé)電壓回路的PI控制及陷波濾波。圖4是主程序控制流程圖，圖5是采樣周期圖。其中int2的中斷優(yōu)先級(jí)高于int3，所以若int3沒(méi)完成，而int2中斷發(fā)生時(shí)，int3將懸掛直到int2中斷程序運(yùn)行結(jié)束才繼續(xù)運(yùn)行。因?yàn)殡妷夯芈返淖兓容^緩慢，所以一個(gè)周期的延時(shí)不會(huì)影響控制效果。設(shè)置比較控制寄存器，在T1下溢的時(shí)候?qū)懭胄碌谋容^值，結(jié)合通用定時(shí)器周期寄存器T1PR的值，產(chǎn)生新的占空比的PWM波，控制與之相連的開(kāi)關(guān)管的動(dòng)作。從圖5中我們也可以注意到，int2的中斷程序（包括3個(gè)采樣和一個(gè)PI程序）必須在半個(gè)電流采樣周期，即25μs之內(nèi)完成。根據(jù)前面給出的DSP的性能指標(biāo)，這個(gè)目標(biāo)完全可以達(dá)到。

圖4  主程序流程圖

圖5  采樣周期圖

    另外，在實(shí)際應(yīng)用中，采用的是積分分離的PI算法，把PI的輸出值限定在一定的范圍之內(nèi)，避免使系統(tǒng)產(chǎn)生很大的超調(diào)量而引起系統(tǒng)振蕩。還加入了軟啟動(dòng)程序，在程序剛開(kāi)始的時(shí)候逐步加大Vref的值，從而達(dá)到開(kāi)關(guān)電源的軟啟動(dòng)要求。

    因?yàn)橄馣p，Ki及濾波器系數(shù)等這些參數(shù)都是浮點(diǎn)數(shù)，而所用的是16位的芯片，所以用DSP實(shí)現(xiàn)以上算法，還需要解決浮點(diǎn)數(shù)和定點(diǎn)數(shù)之間相互轉(zhuǎn)換的問(wèn)題。可以用不同的Qn值來(lái)表達(dá)不同范圍和精度的浮點(diǎn)數(shù)，其中n表示16位中小數(shù)點(diǎn)之后的位數(shù)。例如，Q0可表示－32768到32767的整數(shù)，而Q15可表達(dá)－1到0.9999695之間精度為1/32768的實(shí)數(shù)[2]。不同的Qn值之間需要經(jīng)過(guò)移位，轉(zhuǎn)換為相同的位數(shù)才能進(jìn)行比較和加減運(yùn)算。

5  實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    程序編譯通過(guò)后，燒入片內(nèi)flash，外加簡(jiǎn)單的外圍電路，就可以進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了。我們采用的是Boost電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，接電阻負(fù)載，輸入電壓220V,輸出電壓385V，得到的輸入電壓電流波形如圖6所示。用功率表測(cè)得PFC電路的輸入功率為545W，輸出功率為513W,可以計(jì)算出PFC電路變換效率為94.1％。在相同測(cè)試條件下，用功率因數(shù)表測(cè)得的PFC電路的功率因數(shù)為0.983。圖7所示的是軟啟過(guò)程。

圖6  BOOSTPFC電路輸入電壓電流圖

圖7  軟啟動(dòng)波形圖

6  結(jié)語(yǔ)

    本文探討了開(kāi)關(guān)電源功率因數(shù)調(diào)整的全數(shù)字實(shí)現(xiàn)方案，實(shí)驗(yàn)證明了該方案的可行性。目前，對(duì)開(kāi)關(guān)整流器件采用DSP控制的研究開(kāi)展的還不多，主要是由于相對(duì)于專用的集成芯片DSP的價(jià)格比較高昂，而且成熟的控制算法難以獲得。然而，隨著DSP芯片價(jià)格的不斷降低和控制算法的研究不斷深入，相信開(kāi)關(guān)整流器件數(shù)字控制的時(shí)代很快就會(huì)到來(lái)。