基于TMS320F240芯片的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的控制方法

1　概述
　　
預測控制算法是近幾年發(fā)展起來的一種新型數(shù)字控制算法。這種算法和以狀態(tài)空間法為代表的現(xiàn)代控制理論設計方法有著明顯的不同。它不需要被控對象的精確數(shù)字模型，而是利用數(shù)字計算機（或單片機）的計算能力實行在線滾動優(yōu)化計算，從而取得好的綜合控制效果。
　　
由于預測控制一般都采用較長的采樣周期，而且它具有積分式結(jié)構(gòu)，所以在對模型失配有較強魯棒性的同時，也存在著對隨機突發(fā)干擾難以及時控制的不足。另外，在預測控制算法中，所選參數(shù)與工程指標的聯(lián)系也不夠緊密。而在工程中獲得廣泛應用的PI控制在這兩個方面和預測控制有著很強的互補性。因此兩者的結(jié)合，使得本系統(tǒng)的控制算法性能平衡、良好。

2　光伏并網(wǎng)系統(tǒng)功能和內(nèi)部模塊簡介
　　
光伏并網(wǎng)系統(tǒng)主要功能是將太陽電池陣列產(chǎn)生的直流電能通過該逆變裝置饋送給電網(wǎng)，從而實現(xiàn)利用太陽能發(fā)電。目前，這類并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)在美國、日本、澳大利亞以及歐洲都有了很多應用。

有源逆變系統(tǒng)的模塊構(gòu)成框圖如圖1所示。
　　
光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的核心為控制主板，各種信號的采集和處理均由其完成。系統(tǒng)進行并網(wǎng)工作的基本過程主要由F240芯片的捕捉中斷（CAPINT）和PWM載波周期的定時中斷完成。電網(wǎng)電壓產(chǎn)生的過零脈沖信號加至F240的捕捉中斷輸入口CAP1上，以此時間點作為基準給定正弦波信號的時間起點，同時根據(jù)目前PWM的實際脈寬值與理論脈寬值修正載波周期，從而使并網(wǎng)系統(tǒng)的并網(wǎng)輸出電流與電網(wǎng)電壓保持同頻、同相?！　∠到y(tǒng)的功率橋式開關(guān)電路采用單極性SPWM調(diào)制方式，具體工作過程如下：PWM載波周期的定時器中斷從固定數(shù)據(jù)表中讀出單位正弦波數(shù)據(jù)，根據(jù)電流幅值指令信號大小進行預處理，得到臨時脈寬CMPRTEMP，再將該數(shù)據(jù)和經(jīng)過A／D采樣和經(jīng)過預測處理后的電網(wǎng)電流值、電網(wǎng)電壓值進行綜合PI運算處理，得到實際的脈寬CMPR1，控制功率器件T1、T2和T3、T4的導通和關(guān)斷。下一次PWM載波周期中斷重復上述處理過程，這樣，通過電流跟蹤就可以得到由程序自由控制的并網(wǎng)輸出電流，當然這必須在功率允許范圍之內(nèi)。

3　系統(tǒng)控制方法的分析

系統(tǒng)工作實際控制運算流程如圖2所示。　　

圖中：電流Ig為由程序給定的并網(wǎng)電流幅值指令信號，相當于并網(wǎng)輸出電流的有效值。模型1為由單位電流Ig所確定的2π周期的正弦波電流的離散瞬時值，分為150點，每點間隔2．4°；模型2和模型3都是預測跟蹤模型。
　　
系統(tǒng)控制中的關(guān)鍵點一是使用了前饋補償（干擾補償校正），二是使用了預測控制和PI控制相結(jié)合的控制方法。

3．1　前饋補償
　　
并網(wǎng)系統(tǒng)的實質(zhì)是有源逆變系統(tǒng)，為此，可以將電網(wǎng)交流電壓當作系統(tǒng)的干擾源。所以控制過程中的電網(wǎng)電壓實時采集通道為前饋補償通道，即從電網(wǎng)采集電網(wǎng)電壓，經(jīng)過模型預測后和Ig1相加。如果去除該通道，僅僅使用PI調(diào)節(jié)運算，通過試驗發(fā)現(xiàn)，電流波形在給定電流Ig較小時有明顯的畸變，系統(tǒng)工作不穩(wěn)定，電抗器La發(fā)出難聽的噪音。

這主要有以下兩個方面的原因：
　　
（1）經(jīng)測量，電網(wǎng)電壓中有較多的諧波分量，對系統(tǒng)的穩(wěn)定性產(chǎn)生了明顯的干擾；
　　
（2）電網(wǎng)電壓的幅值在不同時間、不同地點變化很大，編制通用的程序有較大困難。
　　
在使用了電網(wǎng)電壓實時A／D采樣前饋通道后，取得了很好的控制效果。Ig從零到額定功率，均可獲得理想的正弦波并網(wǎng)電流（失真度＜3％）。

3．2　預測控制和PI調(diào)節(jié)綜合控制方案的實現(xiàn)

3．2．1　預測控制方法的分析
　　
預測控制算法與通常的離散最優(yōu)控制算法不同，不是采用一個不變的全局優(yōu)化目標，而是采用滾動式的有限時域優(yōu)化策略。其優(yōu)化過程不是一次離線進行，而是在線反復進行優(yōu)化計算、滾動實施，從而使模型失配、時變、干擾等引起的不確定性能得到彌補，提高了系統(tǒng)的控制效果。本控制過程中采用預測控制方法，對于克服由于電網(wǎng)電壓的諧波、毛刺以及其他干擾因素等所帶來的系統(tǒng)不穩(wěn)定，具有明顯的實際效果。另外一個使用預測控制的重要原因是為了盡量減小A／D采集中毛刺信號的干擾，系統(tǒng)中使用了RC濾波電路，從而使A／D采集的數(shù)據(jù)滯后于實際的信號，該滯后時間和F240的定時采樣周期可以比擬，無法忽略。

3．2．2　具體控制算法的實現(xiàn)
　　
在實際的計算中，并網(wǎng)的交流電流和電網(wǎng)的交流電壓的A／D采樣值需要進行預測。根據(jù)A／D采樣電路中濾波電容的數(shù)值和阻值以及試驗的結(jié)果，預測1／2采樣周期，取得了較好的結(jié)果。

具體的預測方法如下：
　　
由于硬件A／D輸出電路使用了阻容濾波，本身具有的延遲作用，使得A／D采樣所得值滯后于實際值，如果此時使用該A／D值進行運算，必將使得結(jié)果產(chǎn)生誤差。具體預測時間間隔，A／D采樣電路中的RC具體的數(shù)值為R取10kΩ，C取0．01μF，則延遲時間大約在100μs，而程序中的每個采樣周期T為20ms／150＝166．6μs，考慮實際離散計算的方便性

以及實際的實驗效果，使用預測T／2的計算方法?！　☆A測公式的計算如圖3所示，其中，xi相當于采樣時間，xi－xi－1＝T；wi對應于每個xi時刻的A／D采樣值，w4為當前A／D采樣值，wm為預測值，xm－x4＝T／2。預測公式如下：

由于在本系統(tǒng)中，T很小，采樣點間隔為2．4°，所以在計算導數(shù)公式時，由線性公式近似代替，可得公式（2）和（3）。

式中　wn為A／D采樣值；xn為定時器中斷點。

取Δt＝T／2，則

考慮到單片機的計算精度，在實際計算過程中，不可以使用上面的計算公式直接計算，首先應該將上面的公式進行變形。

使用上述公式計算，更加方便，且在運算過程中結(jié)果不會溢出。
　　
預測模型2和模型3都使用公式（5）作為預測方案?！　∈褂眠@種控制方案，使得系統(tǒng)無論在動態(tài)響應，還是在穩(wěn)定性方面，都具有良好的性能。如圖4所示，不使用前饋調(diào)節(jié)時，由于PI調(diào)節(jié)的范圍較大，所以輸出的電流波形在波峰有裂口，而使用前饋調(diào)節(jié)后，如圖5所示，波形的改善是很明顯的。

4　結(jié)論
　　
本課題是國家“九五”科技攻關(guān)項目。目前已經(jīng)通過國家科委驗收，各項指標均達到設計目標。已經(jīng)在現(xiàn)場連續(xù)工作了九個多月（2000．11安裝），沒有出現(xiàn)故障?？梢娫摽刂品桨冈诒鞠到y(tǒng)中得到了很好地應用。參考文獻