漏極開路上拉電阻取值為何不能很大或很小?
如果上拉電阻值過小，Vcc灌入端口的電流(Ic)將較大，這樣會導致MOS管V2（三極管）不完全導通(Ib*β<Ic)，有飽和狀態(tài)變成放大狀態(tài)，這樣端口輸出的低電平值增大(I2C協(xié)議規(guī)定，端口輸出低電平的最高允許值為0.4V)
如果上拉電阻過大，加上線上的總線電容，由于RC影響，會帶來上升時間的增大(下降延是芯片內(nèi)的晶體管，是有源驅(qū)動，速度較快;上升延是無源的外接電阻，速度慢)，而且上拉電阻過大，即引起輸出阻抗的增大，當輸出阻抗和負載的阻抗可以比擬的時，則輸出的高電平會分壓而減少。
I2C的上拉電阻可以是1.5K，2.2K，4.7K， 電阻的大小對時序有一定影響，對信號的上升時間和下降時間也有影響，一般接1.5K或2.2K
(實驗：接入200K上拉電阻，結(jié)果觀察到信號上升時間增大，方波變成三角波)
I2C上拉電阻確定有一個計算公式：
Rmin={Vdd(min)-o.4V}/3mA
Rmax=(T/0.874) *c, T=1us 100KHz, T=0.3us 400KHz
C是Bus capacitance
Rp最大值由總線最大容限(Cbmax)決定,Rp最小值由Vio與上拉驅(qū)動電流(最大取3mA)決定;
于是 Rpmin=5V/3mA≈1.7K(@Vio=5V)或者2.8V/3mA≈1K(@Vio=2.8V)
Rpmax的取值：參考周公的I2C總線規(guī)范中文版P33圖39與P35圖44
標準模式，100Kbps總線的負載最大容限<=400pF;快速模式，400Kbps總線的負載最大容限<=200pF,根據(jù)具體使用情況、目前的器件制造工藝、PCB的走線距離等因素以及標準的向下兼容性，設計中以快速模式為基礎，即總線負載電容<200pF，也就是傳輸速度可以上到400Kbps是不成問題的。于是Rpmax可以取的范圍是1.8K~7K @ Vio=5V對應50pF~200pF
根據(jù)Rpmin與Rpmax的限制范圍，一般取5.1K @ Vio=5V , 負載容限的環(huán)境要求也容易達到。在2.8V系統(tǒng)中，console設計選3.3K,portable/handset等低供耗的設計選4.7K犧牲速度換取電池使用時間
總的來說：電源電壓限制了上拉電阻的最小值 ; 負載電容(總線電容)限制了上拉電阻的最大值
補充：在I2c總線可以串連300歐姆電阻RS可以用于防止SDA和SCL線的高電壓毛刺
: I2c從設備的數(shù)量受總線電容,<=400pF的限制
上拉電阻阻值的確定
由于I2C接口采用Open Drain機制，器件本身只能輸出低電平，無法主動輸出高電平，只能通過外部上拉電阻RP將信號線拉至高電平。因此I2C總線上的上拉電阻是必須的!
RP不宜過小，一般不低于1KΩ
一般IO 端口的驅(qū)動能力在2mA～4mA量級。如果RP阻值過小，VDD灌入端口的電流將較大，這樣會導致MOS管不完全導通，有飽和狀態(tài)變成放大狀態(tài)，這樣端口輸出的低電平值增大(I2C協(xié)議規(guī)定，端口輸出低電平的最高允許值為0.4V);如果灌入端口的電流過大，還可能損壞端口。故通常上拉電阻應選取不低于1KΩ的電阻(當VDD=3V時，灌入電流不超過3mA)。
RP不宜過大，一般不高于10KΩ
由于端口輸出高電平是通過RP實現(xiàn)的，線上電平從低到高變化時，電源通過RP對線上負載電容CL充電，這需要一定的時間，即上升時間。端口信號的上升時間可近似用充電時間常數(shù)RPCL乘積表示。
信號線負載電容(對地)由多方面組成，包括器件引腳、PCB信號線、連接器等。如果信號線上掛有多個器件，負載電容也會增大。比如總線規(guī)定，對于的400kbps速率應用，信號上升時間應小于300ns;假設線上CL為20PF，可計算出對應的RP值為15KΩ。
如果RC充電時間常數(shù)過大，將使得信號上升沿變化緩慢，達不到數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊蟆?/span>
因此一般應用中選取的都是幾KΩ量級的上拉電阻，比如都選取4K7的電阻。
小阻值的RP電阻增大了端口Sink電流，故在可能的情況下，RP取值應稍大一點，以減少耗電。另外，通產(chǎn)情況下，SDA,SCL兩條線上的上拉電阻取值是一致的，并上拉到同一電源上。
PCB布局布線與抗干擾設計
I2C信號線屬于低速控制線，在手機PCB設計時，按通常的控制IO對待即可，無需做特別的保護設計，一般不用擔心受到噪聲源干擾。
但在一些特定的情況下，比如折疊、滑蓋機型中，I2C的兩根信號線需要通過轉(zhuǎn)軸或滑軌處的FPC，此時由于信號路徑比較長，距離天線比較近，而且Open drain的輸出級對地阻抗大，對干擾比較敏感，因此比較容易受到RF信號源的干擾。在這種情況下，就應適當注意對I2C信號線的保護。比如I2C兩條信號線(SDA,SCL)等長度地平行走線，兩邊加地線進行保護，避免臨近層出現(xiàn)高速信號線等。
上拉電阻應安置在OD輸出端附近。當I2C總線上主從器件(Master & Slave)兩端均為OD輸出時，電阻放置在信號路徑的中間位置。當主設備端是軟件模擬時序，而從設備是OD輸出時，應將電阻安置在靠近從設備的位置。
I2C協(xié)議還定義了串聯(lián)在SDA、SCL線上電阻Rs。該電阻的作用是，有效抑制總線上的干擾脈沖進入從設備，提高可靠性。這個電阻的選擇一般在100～200ohm左右。當然,這個電阻并不是必須的，在惡劣噪聲環(huán)境中，可以選用。
比如常用的FM 接收模塊或者Capsense觸摸感應功能塊，都是通過I2C接口控制的。I2C接口信號從處理器出發(fā)，經(jīng)過PCB上的信號路徑，進入上述電路單元。I2C信號線上載有一定干擾，這種干擾雖然幅度并不很大，但還是會影響敏感的FM接收模塊或Capsense觸摸感應功能塊。此時，可以通過在靠近FM模塊或觸摸感應模塊的I2C信號線上串接Rs電阻，即可有效降低干擾的影響。此外，上拉電阻端的電源也要進行退耦處理。
軟件模擬I2C時序
由于一般的I2C應用速率并不高(400kbps)，使用處理器的IO口模擬I2C波形,完全可以勝任(處理器一般擔任Master，占有I2C通信的控制權(quán)，無需擔心隨機的I2C通信服務中斷其他任務的執(zhí)行)。
處理器分配給I2C任務的IO口，要求可以輸出高低電平，還能配置為輸入端口。處理器根據(jù)總線規(guī)范以及從設備的時序要求，利用2條IO信號線，模擬I2C接口時序波形，進行I2C通信。
處理器發(fā)送數(shù)據(jù)時，通過IO口輸出高電平，上升時間基本與外部上來電阻阻值無關，且比用外部上拉電阻上拉到高電平快很多。處理器在接受數(shù)據(jù)時，即便上拉電阻阻值選的大一些，從設備輸出數(shù)據(jù)的波形上升沿緩慢，但由于處理器使用軟件采樣的而非硬件采樣，因此，對數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕Y(jié)果并不影響。也就是說，使用IO口模擬I2C時序時，上拉電阻阻值可以適當選的大一些。
需要指出的是，使用軟件模擬最多只能完成單Master的應用，對于多Master應用，由于需要進行總線控制權(quán)的仲裁管理，使用軟件模擬的方法很難完成。
I2C總線空閑的時候，兩條信號線應該維持高電平。否則，上拉電阻上會有耗電。特別是在上電過程中，IO線上電平也應保持在高電平狀態(tài)。也就是說：當Master的I2C使用的是IO軟件模擬時，一定要保證該兩個IO上電默認均為輸入(或高阻)或者輸出高電平，切不可默認為輸出低電平。IO默認為輸入時，可以通過外部上拉電阻將I2C信號線拉至高電平。
I2C應用中上拉電阻電源問題
在部中分應用中，還存在主從設備以及上拉電阻電源不一致的情況，比如Camera模組。在很多設計方案中，Camera模組不工作時，并不是進入Power Down模式，而是直接關閉模組供電VDDS。此時，處理器與模組相互連接的所有信號線都應該進入高阻態(tài)，否則就會有電流漏入模組;而對于此時的I2C控制信號線來說，由于上拉電阻的存在，必須關斷上拉電阻電源VDDP。如果上拉電阻使用的是系統(tǒng)電源VDDM(VDDP=VDDM)，無法關閉，就會有漏電流進入模組;因此這種情況下，應該使用VDDS作為上拉電阻電源(VDDP=VDDS)，這樣上拉電阻電源與Slave電源即可同時關閉,切斷了漏電路徑。
另外需要注意的是，在上述應用實例中選擇的IO，應該選取上電默認為輸入(或高阻)才行。
下載文檔
