單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器研究
關(guān)鍵詞：?jiǎn)螛O性移相控制；高頻脈沖交流環(huán)節(jié)；逆變器；周波變換器；軟換流
O 引言
傳統(tǒng)的逆變器雖然技術(shù)成熟可靠、應(yīng)用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性差等缺點(diǎn).用高頻變壓器替代傳統(tǒng)逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點(diǎn)，顯著提高了逆變器的特性。
單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器[1]具有單向功率流、三級(jí)功率變換(DC/HFAC/DC/LFAC).變換效率和可靠性不夠理想、但應(yīng)用較廣泛等特點(diǎn)；高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器[1]有效地解決了單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器的開(kāi)關(guān)損耗和電磁干擾問(wèn)題，具有優(yōu)良的綜合性能．適用于單向功率流逆變場(chǎng)合；高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[2][3]具有雙向功率流、兩級(jí)功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點(diǎn)，但存在周波變換器器件換流時(shí)導(dǎo)致的電壓過(guò)沖現(xiàn)象等缺點(diǎn)，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來(lái)吸收存儲(chǔ)在 感中的能量．從而降低了變換效率或增添了電路的復(fù)雜性。因此.在不增加電路拓?fù)鋸?fù)雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過(guò)沖現(xiàn)象和實(shí)現(xiàn)周波變換器的軟換流，是這類(lèi)逆變器的研究重點(diǎn)。
借鑒高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器的思想，如果高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的周波變換器換流，是在前級(jí)輸出的雙極性三態(tài)高頻脈沖交流電壓渡為零期間進(jìn)行,那么就可以實(shí)現(xiàn)周波變換器的ZVS換流.本文主要開(kāi)展這類(lèi)逆變器原理特性、關(guān)鍵電路參數(shù)準(zhǔn)則與原理試驗(yàn)研究，為正確設(shè)計(jì)這類(lèi)逆變器奠定了技術(shù)基礎(chǔ)。
l 電路拓?fù)渑c單極性移相控制原理
1.l 電路拓?fù)?/B>
高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器．如圖l所示。這類(lèi)逆變器由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構(gòu)成，具有電路拓?fù)浜?jiǎn)潔,兩級(jí)功率變換(DC/HFAC/LFAC)，雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點(diǎn)圖1(a)全橋全波式電路功率開(kāi)關(guān)數(shù)少、電壓應(yīng)力高、變壓器繞阻利用率低、適用于低壓輸出場(chǎng)合，圖l(b)全橋橋式電路的特點(diǎn)與全橋全波式電路正好相反。
1.2單極性移相控制原理
以全橋全波式電路為例，其單極性移相控制原理，如圖2所示。
逆變器將輸入電壓Uiymf 制成雙極性三態(tài)的電壓波uEF,周波變換器將此電壓波解調(diào)成單極性SPWM波，經(jīng)輸出濾波后得到正弦電壓u0。．周波變換器功率開(kāi)關(guān)在UEF為零期間進(jìn)行ZVS換流.逆變器右橋臂相對(duì)左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。Ugsl與Ugs4,Ugs2與ugs3之間在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)的共同導(dǎo)通時(shí)間為T(mén)com=Ts(180。-θ=/(2×180。) (1)
當(dāng)輸入電壓Ui降低或負(fù)載變大時(shí)，導(dǎo)致輸出電壓Uo．降低，閉環(huán)反饋控制使得移相角θ減小、共同導(dǎo)通時(shí)間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此．調(diào)節(jié)移相角θ可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。
2 穩(wěn)態(tài)原理與外特性
2.1 穩(wěn)態(tài)原理
以輸出電uo>O、濾波電感電流iLf>0為例．穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流連續(xù)時(shí)．一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的6個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)電路，如圖3(a)～(f)所示.圖3(a)、(b)、(d)、(e)和圖3(c)、(f)可分別用圖3(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器繞阻電阻、漏抗、功率開(kāi)關(guān)通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內(nèi)的等效電阻.由于開(kāi)關(guān)頻率fs遠(yuǎn)大于輸出濾波器截止頻率和輸出電壓的頻率，因此，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸出電壓uo可看成恒定量，可用狀態(tài)空間平均法建立輸出電壓、濾波電感電流的定量關(guān)系式.
Fig.3 The switching state circuits and equivalent circuits
式中：D為濾波器前端電壓SPWM波在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的占空比，即D=2Tcom/Ts=（180°-θ）/180°。
2.2 穩(wěn)態(tài)時(shí)逆變器外特性
2.2.l 理想情形(r=O)
由式(7)可知，理想情形且CCM模式時(shí)逆變器的外特性為Uo=DUiN2/N1 (8)
濾波電感電流臨界連續(xù)和DCM模式時(shí)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的原理波形,如圖4所示.
Fig.4 The filter inductance current waveforms in critically CCM and DCM during one switching period
2.2.2 實(shí)際情形
實(shí)際情形時(shí)，逆變器的內(nèi)阻r不為零，因此逆變器外特性可由式(7)表示。
逆變器標(biāo)么外特性曲線,由式(12)決定；曲線A右邊為濾波電感電流連續(xù)時(shí)外特性曲線．實(shí)線為理想情形時(shí)曲線，由式(8)決定．虛線為實(shí)際情形時(shí)曲線．由式(7)決定．可見(jiàn)隨負(fù)載增加，輸出電壓下降；曲線A左邊為濾波電感電流斷續(xù)時(shí)外特性曲線．由式(18)決定。
3 原理試驗(yàn)
設(shè)計(jì)實(shí)例：全橋橋式電路拓?fù)?，單極性移相控制策略，輸入電壓Ui=DC270（1±10%）V，輸出電壓Uo=AC115V/400Hz，額定容量S=1kV·A，開(kāi)關(guān)頻率fs=50kHz，變壓器原、副邊匝比為N1/N2=25/20，變壓器磁芯選用Mn-Zn鐵氧體R2KBD材料PM62×49，濾波電感Lf=0.5mH，濾波電容Cr=2μF，功率開(kāi)關(guān)S1-S8b均選用IRFP460MOSFET（20A/500V），控制電路采用兩片UC3879芯片。
逆變器額定阻性負(fù)載時(shí)原理試驗(yàn)波形，如圖6所示.原理試驗(yàn)結(jié)果均表明：
1)變壓器原邊繞組電壓uEF為雙極性三態(tài)的高頻脈沖交流電壓波；
2)周波變換器功率升關(guān)實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)關(guān)：
3)輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波．頻譜特性好；
4)輸出電壓波形失真度THD<0.5%；
5)額定阻性負(fù)載時(shí)變換效率為86％：
6)該逆變器還適用于感性.溶性、非線性負(fù)載；
7)仿真、原理試驗(yàn)結(jié)果均與理論分析一致.
4 結(jié)語(yǔ)
1)單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器具有電路拓?fù)浜?jiǎn)潔、兩級(jí)功率變換(DC/HFA/LFAC)、變換效率高、雙向功率流、周波變換器實(shí)現(xiàn)了zvs換流、輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波、負(fù)載適應(yīng)能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)；
2)單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器拓?fù)浒ㄈ珮蛉ㄊ?、全橋橋式兩種；
3)獲得了逆變器外特性曲線以及輸出電壓、濾波電感電流等關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則；
4)原理試驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了理論分忻的正確性。
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