基于峰值電流控制的全橋變換器在高頻逆變焊機(jī)中的應(yīng)用
關(guān)鍵詞：峰值電流控制；移相控制；斜坡補(bǔ)償；零電壓開關(guān)；逆變焊機(jī)
0 引言
電焊機(jī)是工業(yè)牛產(chǎn)和加工領(lǐng)域不可或缺的設(shè)備，其中逆變焊機(jī)由于具有體積小、重量輕、控制性能好、動態(tài)響應(yīng)快、易于實(shí)現(xiàn)焊接過程的實(shí)時控制等優(yōu)異性能，成為焊機(jī)產(chǎn)品的主流發(fā)展方向。
目的市場上大部分逆變焊機(jī)產(chǎn)品工作在硬開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗嚴(yán)重，開關(guān)頻率限制存幾kHz到幾十kHz上，無法完全發(fā)揮出逆變焊機(jī)小型化和便攜性的特點(diǎn)。另外，焊機(jī)類設(shè)備的耗電量占我國年發(fā)電總量的5‰，被列為十大高能耗產(chǎn)品之一。因此，將軟開關(guān)技術(shù)引入逆變焊機(jī)領(lǐng)域，對于減小開關(guān)損耗、提高開關(guān)頻率、減小體積重量以及節(jié)約能源等具有至關(guān)重要的作用。全橋變換器由于自身結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，可以方便地工作于多種軟開關(guān)模式下，并具有功率器件電壓額定值小、變壓器利用率高、濾波電感小等優(yōu)點(diǎn)，而且可以工作在電壓、電流兩種模式下。其中電流模式特別適合應(yīng)用在高頻逆變焊機(jī)的控制上。
因此，本文設(shè)計了一種基于峰值電流控制模式的全橋移相諧振逆變弧焊電源。
1 結(jié)構(gòu)組成及功能
基于峰值電流模式的全橋移相諧振逆變弧焊電源系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。
220V交流市電經(jīng)整流濾波后做為全橋逆變器的直流輸入，其輸出為脈寬可調(diào)的高頻交流電壓方波，通過高頻變壓器隔離降壓后，再經(jīng)過輸出整流濾波得到滿足焊接要求的直流電源。
基于峰值電流控制的移相控制電路是整個系統(tǒng)設(shè)計的核心部分。所謂峰值電流控制，即逐個脈沖電流限制，就是通過實(shí)時檢測流過變壓器原邊的電流波形，由其峰值到達(dá)給定的時刻決定輸出PWM脈沖的寬度．使得主開關(guān)管的導(dǎo)通電流瞬態(tài)值具有相對獨(dú)立性。能夠快速地獲得焊機(jī)T作所需的理想電流特性曲線．提高其動態(tài)響應(yīng)速度和可靠性。并有助于克服全橋變換器所固有的偏磁問題。外特性控制電路根據(jù)原邊電流峰值和副邊輸出電壓的反饋量與給定量的偏差判斷系統(tǒng)的工況，并通過移相控制電路調(diào)節(jié)輸出脈寬，實(shí)現(xiàn)對輸出電流的閉環(huán)控制，使逆變焊機(jī)具有理想的工作特性曲線。
圖2所示即為高頻逆變焊機(jī)所普遍采用的一種行之有效的恒流帶外拖的外特性曲線。其中Uk為空載電壓，即焊機(jī)不工作時的輸出電壓。一個較高的空載電壓有助于起弧階段快速建立起穩(wěn)定的工作狀態(tài)。一般空載電壓為90V左右；AB段為起弧階段，即焊機(jī)建立工作狀態(tài)的過渡過程，近似于恒壓輸出。這個過程中變換器以最大脈寬輸出，以最快速度達(dá)到設(shè)定工作電流時該階段結(jié)束；BC段為穩(wěn)定工作階段，近似為恒流過程，使焊機(jī)具有一個平穩(wěn)、恒定的工作電流；CD段為外拖階段，由于焊機(jī)在頻繁的起弧和工作過程中焊槍很容易和工件短路粘連，造成焊接過程不順暢，如果此時系統(tǒng)檢測到一個較低的短路電壓后能夠相應(yīng)地增大輸出電流值，就可以將粘連部分熔斷，從而獲得一個連續(xù)、平穩(wěn)的焊接過程。
此外，本系統(tǒng)還包括一系列輸入過、欠壓保護(hù)、過流保護(hù)、短路保護(hù)以及給定電流和實(shí)際工作電流切換顯示等功能。
2 主電路設(shè)計
本系統(tǒng)所采用的全橋變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。主電路中選用了MOSFET作為主功率開關(guān)器件，這是因?yàn)楸鞠到y(tǒng)的設(shè)計頻率為100 kHz，而與IGBT一般最高工作在幾十kHz相比，MOSFET的工作頻率則要高的多。另外由于MOSFET自身帶有反并聯(lián)二級管和較大的輸出電容，如圖3中D1～D4、C1~C4所示，為軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)提供了便利條件。變壓器副邊輸出整流結(jié)構(gòu)有全波整流(變壓器副邊三抽頭+兩只二級管)和全橋整流(變壓器副邊兩抽頭+四只二級管)兩種結(jié)構(gòu)可供選擇，前者適合于輸出低壓大電流的場合，后者適合于輸出高壓小電流場合。由于逆變焊機(jī)可看作是一個低壓大電流源．因此選用全波整流。
本方案選用移相的控制方式，比較適合于選用MOSFET作為主開關(guān)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其工作過程大致可分為功率傳輸階段、超前臂諧振階段、環(huán)流階段、滯后臂諧振階段以及電流反向階段等幾個過程。需要強(qiáng)調(diào)的是，在滯后臂諧振階段，由于D5和D6同時換流將副邊短路，輸出濾波電感Lf無法協(xié)助變壓器原邊漏感Llk參與諧振過程，因此滯后臂軟開關(guān)條件不容易滿足。
與常規(guī)全橋變換器相比，本方案在電路結(jié)構(gòu)上做了如下改進(jìn)。
(1)在Llk的基礎(chǔ)上，原邊串入一個輔助諧振電感Ls。這有助于克服滯后臂諧振過程中只有Llk單獨(dú)參與諧振，導(dǎo)致諧振能量不足、軟開關(guān)范圍受限的缺點(diǎn)。但是另一方而，原邊電流反向過程中又希望原邊電感值越小越好，以增大電流變化斜率、減小占空比損失。因此輔助諧振電感的大小要權(quán)衡各種因素后合理選取，最好使用飽和電感，可以方便地動態(tài)調(diào)節(jié)。
(2)原邊串入無極性隔直電容C5。全橋變換器工作時變壓器雙向激磁，存在固有的偏磁問題。造成的原因是正負(fù)脈沖不對稱，變壓器電壓存在直流分量，使偏磁迅速積累至磁芯飽和，導(dǎo)致電流無限制上升，逆變失敗。加入一個無極性隔直電容，可有效防止直流偏磁。另外本系統(tǒng)采用峰值電流控制，逐個限制每個電流脈沖的峰值，迫使正負(fù)脈沖波形對稱。兩者配合使用可從根本上解決偏磁問題。
(3)在輸出整流部分引入一個反并聯(lián)的續(xù)流二級管D7。在環(huán)流階段，由濾波電感Lf提供的負(fù)載電流大部分可以通過D7構(gòu)成回路進(jìn)行續(xù)流，可以有效減小由變壓器副邊反射到原邊的續(xù)流電流，從而減小占空比損失和環(huán)流階段的導(dǎo)通損耗。
(4)加入吸收電路。由于輸出整流二級管反向恢復(fù)時產(chǎn)生一個較高的電壓過沖和高頻震蕩，容易損壞二級管并發(fā)熱嚴(yán)重。加入由Rs和Cs構(gòu)成的吸收電路后，可明顯改善整流電壓波形。另外如有需要，主開關(guān)器件兩端也可并聯(lián)RCD網(wǎng)絡(luò)。
3 控制電路設(shè)計
為了實(shí)現(xiàn)前述逆變焊機(jī)恒流帶外拖的特性曲線，本方案選用UNTRODE公司的專用集成移相芯片UC3879，并配合外圍電路，通過多環(huán)分段控制方法來完成控制要求。
UC3879是一種能進(jìn)行相位調(diào)制的PWM專用集成芯片。可獨(dú)立調(diào)節(jié)兩對互補(bǔ)輸出脈沖的死區(qū)時間，為兩橋臂不同的諧振過程創(chuàng)造條件。其相位調(diào)制原理為：給定指令信號由芯片腳3(EA)端輸入，經(jīng)內(nèi)部誤差放大器后輸出誤差信號Ve，與由芯片腳19(RAMP)端輸入的鋸齒波進(jìn)行比較，輸出脈寬可調(diào)的PWM波形，去改變兩橋臂的相位關(guān)系。
在本方案所采用的峰值電流控制模式下，腳19(RAMP)端的鋸齒波信號是從變壓器原邊的電流信號經(jīng)采樣整流得到的。但由于實(shí)際上原邊電流信號波形上升斜率較緩，與給定比較時，容易因?yàn)楦蓴_或毛刺抖動產(chǎn)生誤動作。因此實(shí)際應(yīng)用時，先將原邊電流的采樣整流值與芯片定時電容CT上的鋸齒波相疊加，經(jīng)過斜坡補(bǔ)償后，再送入腳19(RAMP)端進(jìn)行比較控制。峰值電流控制過程如圖4所示。
外特性分段控制方法及芯片外圍邏輯電路接法如圖5所示。圖5(a)中，變壓器原邊電流通過一個自制的1：100電流互感器采樣并整流后得到is，經(jīng)過采樣電阻得到合適的電壓信號并與定時電容CT上的鋸齒波相疊加，輸入到腳19(RAMP)端。腳4(CS)端用作過流保護(hù)，當(dāng)此腳電壓高于2．5V時將封鎖輸出脈沖。A點(diǎn)接由圖5(b)產(chǎn)生的指定信號。圖5(b)即為焊機(jī)的外特性實(shí)現(xiàn)電路．包括以下三個部分。
(1)恒流特性實(shí)現(xiàn) 理論上原邊電流峰值與副邊輸出焊接電流大小是能夠相互反映的，因此，只需給定變壓器原邊脈沖電流的峰值，讓原邊脈沖電流與給定峰值的交點(diǎn)來決定移相角的大小，就能實(shí)現(xiàn)恒流控制。圖5(b)中Iref即為電流峰值給定值。
(2)外拖特性實(shí)現(xiàn) 正常工作時，輸出電壓反饋值Vfb大于外拖給定值Vz，比較器U3的輸出為零，對加法器U4沒有影響，焊接電流由恒流給定值Iref決定；當(dāng)焊槍與工件粘連短路時，Vfb小于VZ，比較器U3的輸出為高，相當(dāng)于給增大了Iref，UC3879內(nèi)部誤差放大器的輸出Ve也增大，焊接電流則隨之增大，從而實(shí)現(xiàn)外拖。
(3)空載電壓限制 如果僅儀對電流進(jìn)行負(fù)反饋控制，那么空載時UC3879將始終以最大脈寬輸出，造成不必要的浪費(fèi)且安全性降低。單獨(dú)設(shè)計一路由比較器U1構(gòu)成的電壓調(diào)節(jié)器，對焊機(jī)的空載電壓進(jìn)行負(fù)反饋控制，當(dāng)Vfb大于空載電壓給定值Vk時，U1輸出一個較高電平封鎖C點(diǎn)輸出，并使UC3879輸出脈沖移相角為180°，即有效脈寬為0°，使輸出電壓減小。這樣，UC3879輸出控制信號的移相角在0°和180°之間交替變化，不僅獲得恒定的空載電壓，而且減小了空載損耗。
4 驅(qū)動隔離設(shè)計
本方案設(shè)計頻率為100kHz，主開關(guān)管處于高頻動作狀態(tài)，要求盡可能縮短M0SFET柵源電壓的上升時間和下降時間，減小開關(guān)損耗。因此驅(qū)動電路要有較大的驅(qū)動電流，同時驅(qū)動電路到主電路的引線要盡量短，減小柵極驅(qū)動電路的阻抗。本方案所采用的高頻驅(qū)動電路如圖6所示。
其中IN接自來于UC3879的輸出脈沖信號，CND1接控制電路地信號，GND2接被驅(qū)動MOS-FET的源極。6N137是一個高速光耦，傳輸延遲時間僅有40 ns。從控制電路來的信號經(jīng)過光耦隔離后送至驅(qū)動電路，使得控制電路和驅(qū)動電路有較好的電氣隔離，消除對控制電路的十?dāng)_。MAX4426是一個專門用于M0SFET的高頻驅(qū)動芯片，其內(nèi)部有兩個驅(qū)動電路，可以很容易地并聯(lián)以提供較大的輸出功率。典型上升、下降時間僅為20ns，延遲時間小大于40ns，可工作于1MHz，提供1．5A的峰值輸出電流。
5 實(shí)驗(yàn)波形
為了驗(yàn)證實(shí)際效果，試制了一臺逆變弧焊電源樣機(jī)。設(shè)計容量為6kW；開關(guān)頻率100kHz；輸入220V交流電網(wǎng)電壓，輸入濾波電容采用4個470μF／450V的電解電容；MOSFET主開關(guān)管選用IXYS公司的IXFK48N50，其參數(shù)為48A／500V，輸出電容600pF，考慮到電流容量，采用雙管并聯(lián)方式；高頻變壓器設(shè)計容量10kW，選用EE85磁芯，變比為3，原邊漏感2．5μH；隔直電容選用一個2．2μF／500V的CBB電容；輸出整流部分選用的是外延型快恢復(fù)整流二極管DSEI一2x101一02A(IXYS公司)；濾波電感l(wèi)OμH，濾波電容220μF。
圖7為電流斜坡補(bǔ)償波形。通道3為原始電流采樣波形；通道1為用于補(bǔ)償?shù)匿忼X波；通道2為補(bǔ)償后波形。補(bǔ)償后斜率明硅增加。
圖8所不為原邊電壓(通道3)、原邊電流(通道2)和輸出整流電壓(通道1)波形。從圖8中可清楚地看出占空比損失。
圖9為滯后臂管壓降和其驅(qū)動脈沖的波形。
其中通道l和通道2分別為原邊電流、電壓波形；通道3為滯后臂管壓降，通道4為其驅(qū)動波形。圖10是圖9的局部展寬波形。從中可以明顯地看到當(dāng)滯后臂管壓降已經(jīng)諧振到零后，驅(qū)動脈沖才由低變到高，使其在零電壓下導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。
6 結(jié)語
本文設(shè)計了一種基于峰值電流控制模式的全橋移相諧振逆變弧焊電源。并成功試制了一臺100kHz／6kW的高頻逆變弧焊電源樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，用UC3879作為主控芯片并采用文中設(shè)計的外特性控制電路，可以較好地實(shí)現(xiàn)逆變焊機(jī)的工作特性，兩橋臂都可以在較寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，系統(tǒng)工作穩(wěn)定，整機(jī)效率高。引入峰值電流控制，系統(tǒng)的控制性能好、動態(tài)響應(yīng)更快。
下載文檔
