新型微波爐電源中ZVS高頻變換器的設(shè)計及實現(xiàn)
新型微波爐電源與目前國內(nèi)所用的微波爐電源相比，效率較高，損耗較小，在當(dāng)前節(jié)能減排要求日益迫切的情況下有著其明顯的意義。ZVS高頻變換器是新型微波爐電源中的核心部分，其主要的原理是通過實現(xiàn)軟開關(guān)使得開關(guān)損耗大為減小，提高工作頻率，達到使電源小型化，高傳輸效率的目的。對于如何設(shè)計諧振變換的參數(shù)，來實現(xiàn)軟開關(guān)，并達到規(guī)定的輸入輸出要求，是個很重要的方面。本文介紹了一種計算諧振變換器中關(guān)鍵的諧振電容和電感的計算方法，并對電路的其他參數(shù)進行了設(shè)計。并在此基礎(chǔ)上做了仿真。最后試制出了一臺樣機，實驗結(jié)果符合要求。
l ZVS高頻變換器的工作原理
應(yīng)用于新型微波爐電源的ZVS高頻變換器的原理圖如圖1所示。采用IGBT作為開關(guān)管，其驅(qū)動信號采用固定占空比為接近0．5的互補信號(有一定的死區(qū)時間)，電路主要由濾波電路、ZVS高頻變換器和橋式倍壓整流電路組成。濾波電路由整流橋D，平波電感Ld和濾波電容Cd1、Cd2組成，將輸入的交流變成直流。高頻變換器中Lr為諧振電感。在這個電路中假設(shè)變壓器的激磁電感足夠大，激磁電流是一個常數(shù)。Cr為諧振電容。VTl，VT2為開關(guān)管，VDl、VD2分別為VTl、VT2內(nèi)置續(xù)流二極管。在實際的電路設(shè)計中，為抑制開關(guān)管的過電壓、du／dt或者過電流和di／dt，減小器件的開關(guān)損耗，需要加入吸收緩沖電路。C1為VT1的緩沖吸收電容，C2和尺并聯(lián)組成VT2的吸收緩沖電路。由于吸收電容和開關(guān)管相并聯(lián)，它對Lr和Cr組成的諧振電路沒有很大影響，但是其兩端電壓會隨著換流過程的變化而變化，也會隨著諧振的過程進行充電和放電，因此電容的值不能選得很大，要保證電容的充放電的時間在死區(qū)的范圍內(nèi)，符合換流的要求。倍壓整流電路如圖中所示，采用橋式倍壓整流電路。
ZVS高頻變換器的主要工作模態(tài)如圖2所示，主要依靠電容和電感之間能量的傳遞，實現(xiàn)二極管的續(xù)流，給開關(guān)管的開通創(chuàng)造ZVS條件。
2 具體的設(shè)計步驟
由于微波爐所帶負載為磁控管，磁控管的電壓一電流特性如圖3所示，其穩(wěn)態(tài)正常工作電壓約為4 000V，當(dāng)電壓低于其正常工作電壓時，磁控管呈高阻抗?fàn)顟B(tài)，電流隨電壓的變化不大，處于非振蕩區(qū)域，當(dāng)電壓高于4 000V時，磁控管呈現(xiàn)低阻抗?fàn)顟B(tài)，電流隨電壓的變化較之前強烈，處于振蕩區(qū)域。啟動磁控管需要一定的預(yù)熱時間，其啟動電壓要遠大于門檻電壓，需要5 000V以上，磁控管工作以后，電壓會下降成為一定值，這個值要求比門檻電壓要高，以保證磁控管的穩(wěn)定運行。
在本設(shè)計中，由于磁控管可以看做是電阻負載，而很難設(shè)置符合其前后兩段的特性的負載。所以采用一個電阻負載來模擬磁控管，只要電源能輸出一個合適的電壓，合理的調(diào)配參數(shù)可以實現(xiàn)驅(qū)動磁控管。[!--empirenews.page--]
用電阻負載模擬實現(xiàn)的設(shè)計參數(shù)如下：交流輸入電壓：220V／50Hz；輸出電壓：5 200V；輸出功率：550W。
2．1 確定變換器的直流電壓增益和選取頻率
由于VT1和VT2互補導(dǎo)通，所以在開關(guān)管的集電極一發(fā)射極之間形成一方波電壓。可以近似得到交流等效電路進一步可以將變壓器二次側(cè)等效為交流電阻Rac。等效電路如圖4所示。
由等效電路得：直流電壓增益
為了實現(xiàn)ZVS，要求諧振回路部分的阻抗呈感性，這樣才能利用二極管的續(xù)流作用，為ZVS提供條件。這樣，要求實際的頻率ω>ω0，即m>1。
通過MATLAB繪制不同Q值條件下G的曲線圖，如圖5所示：
圖中橫坐標(biāo)為m，即實際運行頻率和諧振頻率的比值，由圖可得，在一個固定的頻率值下，Q越小，直流增益就越大。同時也說明隨著負載的減小，直流電壓增益會變小，當(dāng)變壓器設(shè)計好以后，變比一定，負載減小，在負載側(cè)會表現(xiàn)出電壓下降。為了減小變換器的損耗，應(yīng)該將直流電壓增益選的盡可能的高，由原理圖可知，這種電路結(jié)構(gòu)下，直流電壓增益最大為l，所以，應(yīng)該盡量選取接近1的增益。
在實際的電路中，設(shè)定諧振頻率為12kHz，而提高開關(guān)電源的工作頻率正是研究軟開關(guān)的主要原因，因為提高開關(guān)頻率可以使變換器的體積、重量大為減小，從而提高變換器的功率密度。為實現(xiàn)ZVS，還必須使換流的時間小于設(shè)定的死區(qū)時間，從另一個角度來說，如果死區(qū)時間設(shè)的足夠大，也可以實現(xiàn)ZVS。現(xiàn)設(shè)定m=2．5，即實際運行的頻率為30kHz。由圖5，取Q=0．02，這樣直流電壓增益可以近似取為l。
2．2 確定變壓器變比
假設(shè)交流輸入220V市電，其峰值約為310V，整流后的電壓值取為285V，因為輸出電壓要求為5 200V，所以變壓器二次側(cè)的電壓約為2 600V。直流電壓增益取為1，所以變壓器變比N=285／2600=0．1l。
2．3 確定交流等效電阻Rac
橋式倍壓電路部分如圖6所示：
由于微波爐所帶負載為磁控管，可以看做電阻負載，假設(shè)在理想情況下，電容足夠大并且變壓器副邊的輸入功率和負載上消耗的功率
2．4 確定諧振電容和電感的值[!--empirenews.page--]
在Q值已確定的情況下：
3 原理電路的仿真
采用PSPICE作為仿真工具，運用所設(shè)計的參數(shù)，倍壓電路的電容設(shè)的足夠大，仿真電路圖如圖7(a)所示：
其中C3為VT1的吸收電容，C4和R組成VT2的緩沖吸收電路。仿真結(jié)果如圖7(b)、(c)所示，可見在這個參數(shù)下仿真的結(jié)果符合軟開關(guān)的要求。(圖中UG為驅(qū)動脈沖波形，UCE為IGBT集電極一發(fā)射極間電壓波形。)
4 樣機設(shè)計及實驗結(jié)果
樣機采用的電路如圖8所示。M為磁控管，驅(qū)動脈沖信號的頻率為32kHz?？紤]到線路的寄生參數(shù)，以及一些器件的選用，實際選用的參數(shù)有了一定的修改。按照輸入電壓和電流的要求選用了整流橋的型號，吸收電容的選取根據(jù)經(jīng)驗值，并在線路的調(diào)試中作了調(diào)整。濾波部分的電感和電容也是按照經(jīng)驗值選用的。變壓器二次側(cè)的二極管要求高耐壓。最后確定的實驗樣機的具體參數(shù)如下表：
圖9(a)所示為兩開關(guān)管的驅(qū)動電壓，A為主開關(guān)管VT1的驅(qū)動波形，B為輔開關(guān)管VT2的驅(qū)動波形，死區(qū)時間大約為2μs，占空比接近0．5，兩管的驅(qū)動波形成交替互補關(guān)系。圖9(b)所示為主開關(guān)管(VT1)UGE和UGE兩端的波形，圖9(c)所示為輔開關(guān)管(VT2)UGE和UCE兩端的波形，從波形中可以看到，兩開關(guān)管總是在UCE為零的時候開通和關(guān)斷，實現(xiàn)了ZVS。
帶磁控管工作時，磁控管采用松下公司的2M261-M32，磁控管的開啟需要一個遠大于其門檻電壓的瞬時直流高壓，并且需要一段時間的預(yù)熱，輸入交流220V時，電源的輸出電壓有5 400V，在這個電壓下，磁控管預(yù)熱加速。當(dāng)磁控管開啟后，電壓下降至4 600V，并保持穩(wěn)定。圖10所示為帶磁控管工作時，磁控管工作瞬間的輸出電壓的變化。
綜上，所設(shè)計的新型微波爐ZVS高頻變換器可以實現(xiàn)軟開關(guān)并可以成功驅(qū)動磁控管工作。
5 結(jié)束語
本文研究了應(yīng)用于新型微波爐電源的ZVS高頻變換器，在簡化的等效交流電路模型下，推倒出諧振電容和電感的值，并對電路的其他部分參數(shù)做了匹配。給出了在此基礎(chǔ)上進行的仿真和樣機實驗的波形與數(shù)據(jù)。通過樣機的實驗結(jié)果可以看到，通過此方法匹配的參數(shù)可以實現(xiàn)既定的目標(biāo)。本文提出的參數(shù)設(shè)計方法對于拓撲相似電路的參數(shù)計算有一定的借鑒和參考作用。
下載文檔
