1 引言
傳統(tǒng)上，交流電壓變換是通過變壓器的電磁感應實現(xiàn)的。當變壓器輸入電壓發(fā)生變化，其輸出電壓也要相應變化，有些電氣設備還需要利用交流穩(wěn)壓器穩(wěn)壓，在某些場合，負載電壓還要求能調節(jié)，這時宜用如自耦變壓器之類的可調變壓器。這些是大眾常用的方法。但是隨著現(xiàn)代社會的發(fā)展，地球資源的逐漸枯竭，為了實現(xiàn)人類社會的可持續(xù)發(fā)展，傳統(tǒng)的采用大量銅、鐵等貴金屬的變壓器將逐漸退出歷史舞臺，而由電力電子元件組成可調壓AC/AC變換器來代替，本文正是從這方面來進行探討。
過去曾經用雙向晶閘管的相控方法，來做恒頻下的降壓調節(jié)，由于晶閘管是半控元件，這樣的調節(jié)會造成很大的電壓畸變，產生諧波、消耗無功功率和功率因數(shù)變差，所以僅在一些功率較小的裝置上采用。
隨著功率半導體技術的發(fā)展，功率半導體器件廣泛應用于AC/AC變換器，主要有AC/DC/AC變換器、矩陣變換器、高頻鏈AC/AC變換器和基于DC/DC拓撲的直接AC/AC變換器。AC/DC/AC變換器適用于同時需要變頻、變壓的場合，變換級數(shù)及所用元件多，而且其整流濾波環(huán)節(jié)對電網污染嚴重；矩陣變換器可實現(xiàn)高輸入功率因數(shù)，但由于其開關數(shù)量多導致成本增高，同時它的控制策略也很復雜；高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器也存在著成本高，控制復雜等問題。
為實現(xiàn)AC/AC電壓變換，近年來人們己廣泛利用全控型電力電子開關進行斬波（PWM）控制來實現(xiàn)[1，2]。
本文將對單相交流電壓，通過單周控制實現(xiàn)AC/AC直接變換的斬控式調壓進行研究，并且力圖用的開關數(shù)量少，結構簡單。
本文主要研究了在Buck電路上的AC/AC變換，它有調壓功能，但調壓范圍是低于輸入電壓。由于采用單周控制，它的動態(tài)性能好、在負荷變化時有一定的穩(wěn)壓能力。所以說它兼有變壓、調壓、穩(wěn)壓的功能，應該指出該電路的濾波部分仍需用到電感器和電器，亦即仍需消耗部分金屬資源，但由于斬波頻率遠遠高于工頻，體積、重量都不大。文中列出了串聯(lián)型和并聯(lián)型兩種拓撲結構的AC/AC變換電路，主要針對后一種電路作了Matlab/Simulink仿真，證明這類電路是可行的，值得進一步研究，以完善附加保護、限制功能，使之達到實用階段。
本文采用數(shù)字控制方法使變換器在一定的正弦輸入電壓范圍內都能輸出穩(wěn)定的正弦電壓，其結構簡單，成本低廉，控制簡便，有著廣闊的發(fā)展前景。
2 拓撲結構與基本工作原理
單相AC/AC轉換電路的拓撲可有多種[1，2]，圖1為該變換器典型主電路的拓撲圖。(a)為串聯(lián)式，即在交流電壓正、負半波下，負荷電流到交流電源走同一支路。(b)為并聯(lián)式，即交流電壓正、負半波下，負荷電流到交流電源走不同支路。
串聯(lián)式電路工作，當電壓為交流正弦正半波，IGBT T1、T3工作，T2，T4被D2、D4旁路不工作。在正半波斬波期間，當T1開通時交流電壓輸出至負載，當T1關斷時，T3導通起著續(xù)流作用，輸至負載的電壓為零。D1-D4 為二極管，L與C 組成 濾波電路，R 是負載。T1，T3的控制信號是互補的，負載上電壓大小是靠每個開關周期T1導通的占空比來控制的。
圖1 單相AC/AC變換主電路：(a)串聯(lián)式，(b)并聯(lián)式[!--empirenews.page--]
在正弦負半波時 T2、T4工作，T1、T3被D1，D3旁路不工作，當T2開通時交流負電壓加于負載，T2關斷時，T4導通起著續(xù)流作用輸至負載的電壓為零。這里T2，T4的控制信號是互補的。
并聯(lián)式電路工作，當電壓為交流正弦正半波時，T1、T3工作，T2，T4斷開，其工作原理和串聯(lián)式電路類似。圖2為單相AC/AC變換的并聯(lián)式電路中的開關管T1，T2，T3，T4 驅動信號。假定交流電壓的周期為T，顯然前T/2為正弦正半波，T1，T3互補開通，后T/2為正弦負半波，T2，T4互補開通，圖2中畫的開關頻率是4/T。
圖2 單相AC/AC變換并聯(lián)式電路T1-T4開關管驅動信號
實際采用的開關頻率較高，但過高，如未用軟開關技術，將導致開關損耗加大，開關頻率太低，使輸出濾波器尺寸變大，輸出電壓正弦度差。一般來講開關頻率宜大于電源頻率的20倍較好。
3 單周控制原理
產生上述驅動信號的方法有多種，本文采用單周控制[3，4，5]。在上世紀90年代初，由華人學者Keyue Smedley提出的基于Buck電路的單周控制(One-cycle control)方法，它是一種新型非線性大信號的脈寬調制(PWM)控制，該方法控制電路簡單，用的元件少而成本低，動態(tài)響應快，也能保證靜態(tài)要求，特別在負荷變化時有一定的穩(wěn)壓作用。
單周控制可分為4類：⑴恒頻PWM；⑵恒導通時間；⑶恒截止時間；⑷變化開關周期。實際使用中是以恒頻，即恒開關周期的控制用得較多，其它三類控制產生的開關周期的諧波比較難以消除。因此本文也采用恒開關周期的單周控制。
圖3 恒頻PWM開關單周控制(OCC)原理圖
恒頻PWM開關單周控制原理如圖3所示。假定開關SW的開關頻率為fs=1/Ts，開關函數(shù)k(t)是
(1)
式中Ton為每開關周期的導通時間，Ts為開關周期，占空比d是開關導通時間和開關周期的比：d=Ton/Ts，它由圖3上的參考信號Vref調制。由此可看出開關SW的輸入量x(t)和輸出量y(t)的關系為
y(t)=k(t)x(t) (2)
開關SW一旦由時鐘脈沖clock通過RS觸發(fā)器Q端接通，積分器也開始工作，當積分值Vint大於比較器另一輸入Vref，RS觸發(fā)器復位，其Q端輸出變?yōu)椤?”，開關SW關斷，積分器復位，一個開關周期結束，直到下一個時鐘脈沖來到。
假設開關頻率遠大于輸入信號x(t)頻率，可認為在一個開關周期內x(t)為常數(shù)，則y(t)的平均值為:
(3)
單周控制的本質是通過控制占空比d(t)，使得x(t)在每周期的導通時間Ton內的積分等于參考量ref(t)在一個開關周期的積分Uref，亦即
從而使每個開關周期中，開關輸出量的平均值y(t)等于參考量ref(t)的平均值。
4 仿真結構
圖4為單周控制的單相AC/AC轉換的并聯(lián)式電路的Simulink仿真[6，7，8]總結構圖。圖4左上部為單相交流正弦電源U1，中部為電壓正值時工作的開關管(IGBT)T1，T3，負值時工作的T2，T4，及濾波用電感L、電容C，右邊為負荷電阻R1，R2及開關SW，定時器Timer，用以定時切除負載電阻R2。
圖4 單周控制的單相AC/AC轉換并聯(lián)式Buck電路仿真總結構圖[!--empirenews.page--]
子模塊DRIVEN用于產生控制T1至T4的驅動信號，如圖5所示，子模塊OCC用于實現(xiàn)單周控制，如圖6所示。
圖5 T1至T4的驅動信號子模塊DRIVEN
圖6 單周控制子模塊OCC
OCC由積分器1/S、比較器Compa，RS觸發(fā)器，時鐘脈沖clk等組成。積分器輸入U0取自4個開關管公共聯(lián)接點，它在Q脈沖到來，T1或T2開通時開始積分，其中開關Switch2 是用于控制電壓正、負半波的，負半波信號Nh為“1”時，積分器輸出經反號器仍為正值，當積分值大於給定參考值Vref，(這里用的是單相全波整流值)比較器Compa有輸出，復位RS觸發(fā)器時，（T1或T2關斷）由!Q信號控制開關Switch將積分值清零，直到下一個時鐘脈沖到來。
5 仿真實例
單相交流正弦電源220V，50Hz，濾波用電感L=2mH，電容C=90μF，負荷電阻R1=5Ω， R2=10Ω，開關頻率fs=1200Hz。
T1，..T4的IGBT元件參數(shù)：Ron=0.001Ω，Lon=1μH，通態(tài)壓降 =1V。吸收電路參數(shù)：Rs=100kΩ， Cs=∞。仿真首先從穩(wěn)態(tài)開始，U1幅值等于，50Hz負載電阻為R1+R2=5+10=15（Ω）保持恒定，單周控制頻率fs=1200Hz，再給出不同的參考值Ref [反比于開關頻率，其范圍為從(1→7)×10-4]，可以得到不同的負載電壓U2，其波形如圖8(a)所示，基本正弦，但存在一些與開關頻率的諧波，后者還取決于所用的濾波電路參數(shù)。圖7表示了在不同參考值Ref下的負載電壓的幅值U2m，可以看出兩者基本上是線性關系，在附錄A中給出了不同占空比d斬波下，AC/AC轉換器輸出電壓的計算方法。
圖7 負載的電壓幅值U2m和參考值Ref的關系
應該指出，用本方法變壓時，應盡量避免用在占空比d=0和d=1的兩端，以免因控制不精確而出現(xiàn)非正常的、混亂的情況。圖8是假定U1=220V，50Hz， 參考值Ref=0.0003，在t=0"時，接入負荷(負荷電阻15Ω)，當t=0.03"時負荷突增(負荷電阻從15Ω突減至Ω5)下、單周控制的單相AC/AC轉換并聯(lián)式電路中各電氣量變化的仿真結果。圖8（a）為電源電壓U1，電流I1和負荷電壓U2的波形。可看出U1的幅值為311V，這里負荷電壓U2的幅值約調整至180V，由于濾波參數(shù)不理想，負載電壓存在一些與開關頻率有關的諧波。電源電流I1基本正弦。在t=0.03"時負荷突增，U2有明顯的下降。圖8（b）是負荷電壓U2和電流I2的波形，基本正弦，在t=0.03”時負荷電流突增導致U2下降。圖8(c)、圖8(d)分別是開關管T1、T3的集電極—發(fā)射極間電壓Uce，和流過開關管的電流iT。
可看出在正弦電壓正半波時，開關管T1和T3的驅動信號作用下導通，均有電流iT流過，兩者在開關周期Ts內是互補的，而加在T1管上的Uce電壓是正向脈沖型，因T1導通時只存在可忽略的導通電壓降。注意這時加于T3的Uce電壓是脈沖型的，但對T3講，卻是反向的。為清楚起見，圖8(c)的右下角放大了Uce和iT的關系，表明iT有值瞬刻Uce為零值。
在正弦電壓負半波時T2、T4導通，這時T1、T2無驅動信號Ube=0，不導通，但加在它們上的Uce仍存在，只是方向相反。
開關管T2，T4上的Uce， iT波形類似，不再重復。
圖8(e)上部為電源電壓U1，和濾波電感L上的電壓UL，可看出這里UL小于U1，在允許范圍內。圖8(e)下部為用于采樣的T1，T3聯(lián)結點的電壓U0。圖8(f)是單周控制單元OCC的積分器輸出電壓Uint的波形，以及用于控制輸出電壓波形的由參考值Ref和全波整流波形產生的，比較器另一個輸入，即給定參考電壓Uref的波形。
6 結論
⑴利用全控型開關元件IGBT實現(xiàn)單相電壓AC/AC轉換器變壓(這里是降壓)是可能的，并聯(lián)型電路的主電路只需要二只帶雙IGBT的模塊，及濾波用電感和電容，控制電路也較簡單。
負荷電壓基本正弦，但帶有與開關頻率fs(顯然fs愈高諧波愈小)有關的諧波，這里對正確選擇濾波器參數(shù)要求很高。負荷電壓大小與參考信號基本上是線性關系，范圍應在（10-90）%內，以避免斬波控制中占空比d太靠近1或0引起的混亂。
⑵并聯(lián)型和串聯(lián)型AC/AC轉換所得結果基本相同，串聯(lián)型的T1至T4開關管必需帶反向二極管，T1至T4在不工作的半波，集電極、發(fā)射極間無反向電壓。并聯(lián)型的T1至T4無須反向二極管，但在不工作的半波，集電極、發(fā)射極間承受反向電壓。[!--empirenews.page--]
⑶由于本電路中采樣電壓為U0，并且沒有負載電壓U2的的反饋控制，因而負荷變化時沒有穩(wěn)壓功能，有待進一步完善。
圖8 單周控制的單相AC/AC轉換并聯(lián)式Buck電路仿真結果，t=0.03"負荷突增
附錄A
單相交流正弦電壓在斬波控制下，AC/AC轉換時輸出負荷電壓幅值計算。
通常為保證輸出電壓波形對稱，開關周期應采用偶數(shù)，如圖A所示，其開關頻率為2nf，其中f為交流電源電壓的頻率，開關周期Ts=1/2nf， 每個周期內的占空比為d (0<d<1)時，則每周期有dTs時段有電壓輸出，極限情況下當d=1，則輸出電壓U2即電源電壓u1，當d=0，則輸出電壓U2=0。
一般情況下輸出電壓在0至u1之間，并且除了電源電壓的基波外，還有高次諧波。為求它們可以利用富里葉級數(shù)展開的方法。例如對圖A上第j個和第–j個的斬波求解，由于正負側對原點對稱，并且也對時間軸(橫軸)對稱，則直流分量A0=0，無余弦(Cos)項，及偶次項。
當己知n時就可得Ts=π/n，而第j個斬波的幅值平均值應為
圖A 單相正弦交流電斬波控制示意圖
由第j個和第-j個的斬波產生的各k (k=1，3，5，7….)次諧波的幅值為 Akjm：
（A1）
將所有(1，2，…j…n)次斬波產生的各k (k=1，3，5，7….)次諧波的幅值加起來，就得到總的各次諧波Akm為：
(A2)
要計算基波時令k=1，即可得輸出基波幅值，再令k=3，5，… 同樣計算可得各奇次諧波幅值。顯然這樣計算比較繁瑣，但可以得到比較準確的值。
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