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[導(dǎo)讀]本文詳細(xì)分析計(jì)算開(kāi)關(guān)損耗,并論述實(shí)際狀態(tài)下功率MOSFET的開(kāi)通過(guò)程和自然零電壓關(guān)斷的過(guò)程,從而使電子工程師知道哪個(gè)參數(shù)起主導(dǎo)作用并更加深入理解MOSFET。

本文詳細(xì)分析計(jì)算開(kāi)關(guān)損耗,并論述實(shí)際狀態(tài)下功率MOSFET的開(kāi)通過(guò)程和自然零電壓關(guān)斷的過(guò)程,從而使電子工程師知道哪個(gè)參數(shù)起主導(dǎo)作用并更加深入理解MOSFET。

MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
1 開(kāi)通過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是:下面的開(kāi)通過(guò)程對(duì)應(yīng)著B(niǎo)UCK變換器上管的開(kāi)通狀態(tài),對(duì)于下管是0電壓開(kāi)通,因此開(kāi)關(guān)損耗很小,可以忽略不計(jì)。

圖1 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中柵極電荷特性


開(kāi)通過(guò)程中,從t0時(shí)刻起,柵源極間電容開(kāi)始充電,柵電壓開(kāi)始上升,柵極電壓為

其中:,VGS為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓,Ron為PWM柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部串聯(lián)導(dǎo)通電阻,Ciss為MOSFET輸入電容,Rg為MOSFET的柵極電阻。


VGS電壓從0增加到開(kāi)啟閾值電壓VTH前,漏極沒(méi)有電流流過(guò),時(shí)間t1為


VGS電壓從VTH增加到米勒平臺(tái)電壓VGP的時(shí)間t2為


VGS處于米勒平臺(tái)的時(shí)間t3為


t3也可以用下面公式計(jì)算:


注意到了米勒平臺(tái)后,漏極電流達(dá)到系統(tǒng)最大電流ID,就保持在電路決定的恒定最大值ID,漏極電壓開(kāi)始下降,MOSFET固有的轉(zhuǎn)移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系,漏極電流恒定,因此柵極電壓也保持恒定,這樣?xùn)艠O電壓不變,柵源極間的電容不再流過(guò)電流,驅(qū)動(dòng)的電流全部流過(guò)米勒電容。過(guò)了米勒平臺(tái)后,MOSFET完全導(dǎo)通,柵極電壓和漏極電流不再受轉(zhuǎn)移特性的約束,就繼續(xù)地增大,直到等于驅(qū)動(dòng)電路的電源的電壓。


MOSFET開(kāi)通損耗主要發(fā)生在t2和t3時(shí)間段。下面以一個(gè)具體的實(shí)例計(jì)算。輸入電壓12V,輸出電壓3.3V/6A,開(kāi)關(guān)頻率350kHz,PWM柵極驅(qū)動(dòng)器電壓為5V,導(dǎo)通電阻1.5Ω,關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω,所用的MOSFET為AO4468,具體參數(shù)為Ciss=955pF,Coss=145pF,Crss=112pF,Rg=0.5Ω;當(dāng)VGS=4.5V,Qg=9nC;當(dāng)VGS=10V,Qg=17nC,Qgd=4.7nC,Qgs=3.4nC;當(dāng)VGS=5V且ID=11.6A,跨導(dǎo)gFS=19S;當(dāng)VDS=VGS且ID=250μA,VTH=2V;當(dāng)VGS=4.5V且ID=10A,RDS(ON)=17.4mΩ。


開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP:


計(jì)算可以得到電感L=4.7μH.,滿載時(shí)電感的峰峰電流為1.454A,電感的谷點(diǎn)電流為5.273A,峰值電流為6.727A,所以,開(kāi)通時(shí)米勒平臺(tái)電壓VGP=2+5.273/19=2.278V,可以計(jì)算得到:

 


  


開(kāi)通過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為

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開(kāi)通過(guò)程中,Crss和米勒平臺(tái)時(shí)間t3成正比,計(jì)算可以得出米勒平臺(tái)所占開(kāi)通損耗比例為84%,因此米勒電容Crss及所對(duì)應(yīng)的Qgd在MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗中起主導(dǎo)作用。Ciss=Crss+Cgs,Ciss所對(duì)應(yīng)電荷為Qg。對(duì)于兩個(gè)不同的MOSFET,兩個(gè)不同的開(kāi)關(guān)管,即使A管的Qg和Ciss小于B管的,但如果A管的Crss比B管的大得多時(shí),A管的開(kāi)關(guān)損耗就有可能大于B管。因此在實(shí)際選取MOSFET時(shí),需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。


減小驅(qū)動(dòng)電阻可以同時(shí)降低t3和t2,從而降低開(kāi)關(guān)損耗,但是過(guò)高的開(kāi)關(guān)速度會(huì)引起EMI的問(wèn)題。提高柵驅(qū)動(dòng)電壓也可以降低t3時(shí)間。降低米勒電壓,也就是降低閾值開(kāi)啟電壓,提高跨導(dǎo),也可以降低t3時(shí)間從而降低開(kāi)關(guān)損耗。但過(guò)低的閾值開(kāi)啟會(huì)使MOSFET容易受到干擾誤導(dǎo)通,增大跨導(dǎo)將增加工藝復(fù)雜程度和成本。


2 關(guān)斷過(guò)程中MOSFET開(kāi)關(guān)損耗
關(guān)斷的過(guò)程如圖1所示,分析和上面的過(guò)程相同,需注意的就是此時(shí)要用PWM驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計(jì)算,同時(shí)電流要用最大電流即峰值電流6.727A來(lái)計(jì)算關(guān)斷的米勒平臺(tái)電壓及相關(guān)的時(shí)間值:VGP=2+6.727/19=2.354V。


關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗為:

Crss一定時(shí),Ciss越大,除了對(duì)開(kāi)關(guān)損耗有一定的影響,還會(huì)影響開(kāi)通和關(guān)斷的延時(shí)時(shí)間,開(kāi)通延時(shí)為圖1中的t1和t2,圖2中的t8和t9。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗與對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)損耗
通常,在MOSFET關(guān)斷的過(guò)程中,Coss充電,能量將儲(chǔ)存在其中。Coss同時(shí)也影響MOSFET關(guān)斷過(guò)程中的電壓的上升率dVDS/dt,Coss越大,dVDS/dt就越小,這樣引起的EMI就越小。反之,Coss越小,dVDS/dt就越大,就越容易產(chǎn)生EMI的問(wèn)題。

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但是,在硬開(kāi)關(guān)的過(guò)程中,Coss又不能太大,因?yàn)镃oss儲(chǔ)存的能量將在MOSFET開(kāi)通的過(guò)程中,放電釋放能量,將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率,同時(shí)在開(kāi)通過(guò)程中,產(chǎn)生大的電流尖峰。


開(kāi)通過(guò)程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應(yīng)力,瞬態(tài)過(guò)程中有可能損壞MOSFET,同時(shí)還會(huì)產(chǎn)生電流干擾,帶來(lái)EMI的問(wèn)題;另外,大的開(kāi)通電流尖峰也會(huì)給峰值電流模式的PWM控制器帶來(lái)電流檢測(cè)的問(wèn)題,需要更大的前沿消隱時(shí)間,防止電流誤檢測(cè),從而降低了系統(tǒng)能夠工作的最小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為:

對(duì)于BUCK變換器,工作在連續(xù)模式時(shí),開(kāi)通時(shí)MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當(dāng)工作在斷續(xù)模式時(shí),由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩,Coss電壓值為開(kāi)通瞬態(tài)時(shí)MOSFET的兩端電壓值,如圖2所示。


2 Coss對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下,用工程簡(jiǎn)化方式來(lái)分析的。由于Coss存在,實(shí)際的開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電壓和電流波形與圖1波形會(huì)有一些差異,如圖3所示。下面以關(guān)斷過(guò)程為例說(shuō)明?;诶硐霠顟B(tài)下,以工程簡(jiǎn)化方式,認(rèn)為VDS在t7時(shí)間段內(nèi)線性地從最小值上升到輸入電壓,電流在t8時(shí)間段內(nèi)線性地從最大值下降到0。

圖3 MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程中實(shí)際波形


實(shí)際過(guò)程中,由于Coss影響,大部分電流從MOSFET中流過(guò),流過(guò)Coss的非常小,甚至可以忽略不計(jì),因此Coss的充電速度非常慢,電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解:正是因?yàn)镃oss的存在,在關(guān)斷的過(guò)程中,由于電容電壓不能突變,因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓,可以認(rèn)為是ZVS,即0電壓關(guān)斷,功率損耗很小。


同樣的,在開(kāi)通的過(guò)程中,由于Coss的存在,電容電壓不能突變,因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓,實(shí)際的功率損耗很大。


在理想狀態(tài)的工程簡(jiǎn)化方式下,開(kāi)通損耗和關(guān)斷損耗基本相同,見(jiàn)圖1中的陰影部分。而實(shí)際的狀態(tài)下,關(guān)斷損耗很小而開(kāi)通損耗很大,見(jiàn)圖3中的陰影部分。


從上面的分析可以看出:在實(shí)際的狀態(tài)下,Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中,但是總的開(kāi)關(guān)功率損耗基本相同。圖4波形可以看到,關(guān)斷時(shí),VDS的電壓在米勒平臺(tái)起始時(shí),電壓上升速度非常慢,在米勒平臺(tái)快結(jié)束時(shí)開(kāi)始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開(kāi)關(guān)過(guò)程中波形


Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容,關(guān)斷時(shí)MOSFET越接近理想的ZVS,關(guān)斷功率損耗越小,那么更多能量通過(guò)Coss轉(zhuǎn)移到開(kāi)通損耗中。為了使MOSFET整個(gè)開(kāi)關(guān)周期都工作于ZVS,必須利用外部的條件和電路特性,實(shí)現(xiàn)其在開(kāi)通過(guò)程的ZVS。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管,由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導(dǎo)通,然后續(xù)流的同步MOSFET才導(dǎo)通,因此同步MOSFET是0電壓導(dǎo)通ZVS,而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS,因此同步MOSFET在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期是0電壓的開(kāi)關(guān)ZVS,開(kāi)關(guān)損耗非常小,幾乎可以忽略不計(jì),所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗,選取時(shí)只需要考慮RDS(ON)而不需要考慮Crss的值。


注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形,對(duì)于非連續(xù)模式,由于開(kāi)通前的電流為0,所以,除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外,沒(méi)有開(kāi)關(guān)的損耗,即非連續(xù)模式下開(kāi)通損耗為0。但在實(shí)際的檢測(cè)中,非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺(tái),這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快,持續(xù)的時(shí)間短,這樣電流迅速降低,由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束,所以當(dāng)電流突然降低時(shí),VGS也會(huì)降低,VGS波形前沿的米勒平臺(tái)處產(chǎn)生一個(gè)下降的凹坑,并伴隨著振蕩。

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