基于CPLD的脈沖密度功率調(diào)節(jié)高頻逆變電源

時間：2009-11-15 23:08:37

關(guān)鍵字：脈沖 CPLD 高頻逆變電源 BSP

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[導(dǎo)讀]目前高頻感應(yīng)加熱電源的輸出功率調(diào)整主要是通過改變逆變器的輸出頻率或改變逆變器的輸入直流電壓方式來實現(xiàn)的，這種方法開關(guān)損耗大。該設(shè)計采用CPLD實現(xiàn)一種脈沖均勻密度的功率調(diào)節(jié)式100 kHz串聯(lián)諧振逆變電源，在逆變橋進行功率調(diào)節(jié)，彌補了這一缺點。以往脈沖密度調(diào)節(jié)方式的實現(xiàn)主要通過計數(shù)器等模擬電路實現(xiàn)，該設(shè)計采用CPLD實現(xiàn)，具有控制電路簡單，可靠性高等優(yōu)點。在此介紹了脈沖均勻調(diào)制的原理及其CPLD的設(shè)計實現(xiàn)，給出了CPLD程序模塊圖以及仿真波形和試驗結(jié)果，證明了本設(shè)計的可行性。

0 引言
目前，高頻感應(yīng)加熱電源的輸出功率調(diào)整主要是通過改變逆變器的輸出頻率或改變逆變器的輸入直流電壓方式來實現(xiàn)的。改變逆變器的輸出頻率實現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)是目前普遍采用的一種功率調(diào)節(jié)方式，其缺點是逆變器的負載為感性，特別是在輕載時，逆變器的輸出功率因數(shù)很低，開關(guān)損耗大。通過控制逆變器實現(xiàn)功率控制就能改變這一缺點。脈沖密度調(diào)制(Pulse Density Modulated，PDM)DC／AC逆變器是利用串聯(lián)諧振負載的儲能，對逆變器的開關(guān)采用脈沖群控制的方式，在一個周期內(nèi)通過控制連續(xù)開通脈沖信號和連續(xù)關(guān)斷脈沖信號的比例(占空比)來控制輸出功率。傳統(tǒng)的PDM實現(xiàn)方式是用許多計數(shù)器以及一些PWM專用芯片來實現(xiàn)的，這種方法穩(wěn)定成熟，但控制電路復(fù)雜。在此提出了一種用CPLD來實現(xiàn)脈沖均勻調(diào)制的方法。這種方法簡單易行，開發(fā)周期短，電路簡單，體積小，頻率跟蹤范圍寬，開關(guān)管可工作在零電流關(guān)斷(ZCS)和零電壓開通(ZVS)狀態(tài)。

1 電路結(jié)構(gòu)
圖1為脈沖均勻控制串聯(lián)諧振逆變電源的主電路圖，它包括三相不可控整流電路、濾波電路、逆變電路和串聯(lián)諧振電路。

圖1中：C1，L1為濾波電容和濾波電感；L0為負載；D1，D2，D3，D4分別為反并聯(lián)快速二極管；T1，T2分別為電流互感器；R2，R3分別為分壓電阻；VT1，VT2，VT3，VT4分別為開關(guān)管IGBT；C2為隔直電容，T0為負載匹配變壓器。
圖2為整個控制系統(tǒng)框圖，以CPLD作為主控芯片，包括頻率跟蹤電路，驅(qū)動電路，檢測電路，以及顯示部分。

三相電源經(jīng)過整流電路輸出直流電壓，該直流電壓經(jīng)過濾波后輸入到逆變器，逆變器實現(xiàn)DC／AC變換，生成的交流電經(jīng)變壓器輸出給負載。逆變器的開關(guān)管由CPLD組成的控制電路進行控制。主要的控制過程如下：VT1，VT4同時導(dǎo)通，電流正向通過負載；VT2，VT3同時導(dǎo)通，電流反向通過負載，實現(xiàn)直流變交流。為了使逆變成功，必須保證上下橋臂的開關(guān)管不能同時導(dǎo)通，否則逆變失敗，所以在設(shè)計開關(guān)控制信號時必須加入死區(qū)。

2 脈沖密度控制功率原理
    密度調(diào)節(jié)功率控制的基本思路是假設(shè)總共有N個調(diào)功單位，在其中M個調(diào)功單位里逆變器向負載輸出功率，而剩下的(N-M)個單位內(nèi)逆變器停止工作，負載能量以自然振蕩形式逐漸衰減，輸出的脈沖密度為(M／N)％。輸出功率的調(diào)節(jié)是通過控制圖3中的IG-BT使VT1，VT4與VT2，VT3交替工作實現(xiàn)的。其原理如下：
    把開關(guān)管VT1和VT3的控制信號看作是n個1／2i(i=1，2，…，n)分頻器相加而成，即一個控制周期內(nèi)有2n個控制脈沖。當開關(guān)管完全工作時，即功率最大時為2n／2n，去掉1個脈沖，剩下2n-1個脈沖時，功率值為(2n-1)／2n；去掉m(m<2n)個脈沖剩下(2n-m)脈沖時，功率值為(2n-m)／2n；在沒有脈沖，即m=2n時開關(guān)管完全關(guān)斷，即功率最小時為0?？刂七@n個分頻器的組合就可以控制逆變器的輸出功率。
    該設(shè)計采用4個分頻器，即n=4。包括2分頻器、4分頻器、8分頻器、16分頻器，通過他們的不同組合得到16個不同的功率值，如表1所示。其中，0表示關(guān)，1表示開。全關(guān)時功率值為0，全開時為1。其余組合對應(yīng)的功率值如表1所示。

圖4給出功率值為1／16，2／16，4／16，8／16時的控制信號圖，同時也是16分頻、8分頻、4分頻、2分頻原理圖，不同功率值時VT2，VT4的控制信號相同。電路工作狀態(tài)簡要說明，如圖4所示。

   [!--empirenews.page--] 當VT1，VT4導(dǎo)通，VT2，VT3關(guān)斷時，負載諧振電流為正，負載諧振電流經(jīng)VT1，R1，L2，C2，VT4由a流向b，等效電路如圖4(a)所示，由U供電。
    當VT1，V T4關(guān)斷，VT2，VT3導(dǎo)通時，負載諧振電流為負，負載諧振電流經(jīng)VT2，C2，L2，R1，VT3由b流向a，等效電路如圖4(b)所示，由U供電。
    當VT1，VT2，VT3關(guān)斷，VT4導(dǎo)通時，負載諧振電流為正，負載諧振電流經(jīng)R1，L2，C2，VT4由a流向b，等效電路，如圖4(c)所示，通過D3續(xù)流。
    當VT1，VT3，VT4關(guān)斷，VT2導(dǎo)通時，負載諧振電流為負，負載諧振電流經(jīng)電流經(jīng)VT2，C2，L2，R1由b流向a，等效電路如圖4(d)所示，通過D1續(xù)流。

3 脈沖密度控制策略的CPLD實現(xiàn)
以Altera MAXⅡ EPM1270芯片為平臺，它包括1 270個LE，相當于40 000門數(shù)，8 kB的用戶可用FLASH，116個I／O口。采用QuartusⅡ5．1進行編程下載仿真。
圖5給出了CPLD脈沖密度控制的邏輯模塊框圖。其中，主要包括脈沖信號分配控制模塊、脈沖分配模塊、脈寬計算和死區(qū)時間設(shè)置模塊以及PWM脈寬控制模塊等。

脈沖分配模塊根據(jù)功率給定值對脈沖分配模塊進行控制，脈沖分配模塊由2，4，8，16四個分頻器組成。它根據(jù)脈沖分配控制模塊的信號對分頻器進行組合，脈寬計算和死區(qū)時間設(shè)置模塊根據(jù)輸入電流信號計算其脈寬，并控制PWM輸出模塊控制脈寬并進行死區(qū)設(shè)置。

4 仿真與試驗
下面給出CPLD實現(xiàn)脈沖密度功率控制的部分仿真圖和試驗圖。仿真圖中，信號從上到下分別是：使能信號、電流輸入信號Iin、功率給定PWM1，PWM2，PWM3，PWM4控制信號，分別控制VT1，VT4，VT3，VT2。圖6給出了以QuartusⅡ5．1為軟件環(huán)境，功率值為8／16和16／16時的仿真圖。圖7是對應(yīng)的下載到Altera MAXⅡEPM1270芯片的部分試驗波形圖。

圖8給出了輸入電源三相220 V(相電壓)，頻率50 Hz，輸出功率P=1 kw，諧振頻率f=100 kHz，負載等效電感L2=26μH，負載等效電阻R1=6．5 Ω的部分實驗結(jié)果圖。兩波形圖坐標值相同，方波為電壓，正弦波為電流。

5 結(jié) 語
在此提出的采用CPLD實現(xiàn)脈沖均勻調(diào)制功率控制逆變器的策略，CPLD承擔PWM生成，密度調(diào)節(jié)以及死區(qū)時間控制的任務(wù)，通過電流的反饋，實現(xiàn)頻率的跟蹤，使逆變器始終工作在諧振狀態(tài)，提高工作效率，減少損耗。仿真與試驗結(jié)果表明了該方案的可行性。該方案具有可靠性高，能有效減少控制板的體積，電路簡單，易于實現(xiàn)高頻化的優(yōu)點。