雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器研究

提出并深入研究了高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥寮捌潆p極性移相控制策略。借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，該雙極性移相控制策略實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了這類逆變器固有的電壓過沖和換流重疊期間周波變換器的環(huán)流現(xiàn)象，實(shí)現(xiàn)了逆變橋功率器件的零電壓開關(guān)和周波變換器功率器件的零電流開關(guān)。仿真與原理試驗(yàn)結(jié)果均證實(shí)了這種雙極性移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：高頻脈沖交流環(huán)節(jié)；雙極性移相控制；零電壓零電流開關(guān)；周波變換器；換流重疊

　0    引言

    傳統(tǒng)的逆變技術(shù)雖然成熟可靠、應(yīng)用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性差等缺點(diǎn)[1]。用高頻變壓器替代傳統(tǒng)逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點(diǎn)，顯著提高了逆變器的特性。高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[1][2]具有雙向功率流、兩級(jí)功率變換（DC/HFAC/LFAC）、變換效率和可靠性高等特點(diǎn)，但存在周波變換器器件換流時(shí)的電壓過沖現(xiàn)象等缺點(diǎn)，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲(chǔ)在漏感中的能量，從而降低了變換效率或增添了電路的復(fù)雜性。

    因此，在不增加電路拓?fù)鋸?fù)雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖現(xiàn)象和實(shí)現(xiàn)周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點(diǎn)。

1    高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥?/p>

    高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥?，如圖1所示。這類電路由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構(gòu)成，具有電路拓?fù)浜?jiǎn)潔、兩級(jí)功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點(diǎn)。

    圖1（a）及圖1（b）所示推挽式電路適用于低壓輸入變換場(chǎng)合，圖1（c）～圖1（f）所示橋式電路適用于高壓輸入變換場(chǎng)合；圖1（a），圖1（c）及圖1（e）所示全波式電路適用于低壓大電流輸出場(chǎng)合，而圖1（b），圖1（d）及圖1（f）所示橋式電路適用于高壓小電流輸出場(chǎng)合。

（a）推挽全波式

（b）推挽橋式

（c）半橋全波式

（d）半橋橋式

（e）全橋全波式

（f）全橋橋式

圖1    高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)渥?/p>

2    雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器穩(wěn)態(tài)分析

2.1    雙極性移相控制原理

    以全橋全波式電路拓?fù)錇槔潆p極性移相控制原理，如圖2所示。輸出電壓uo與正弦基準(zhǔn)電壓uref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號(hào)ue，ue分別與極性相反的兩個(gè)載波信號(hào)uc1及uc2比較后，經(jīng)上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導(dǎo)通，得到開關(guān)S5及S6的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。開關(guān)S7及S8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別與S5及S6的信號(hào)反相互補(bǔ)，并且有換流重疊時(shí)間（圖2中未畫出）。將載波信號(hào)uc1二分頻后得到開關(guān)S1和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，反相后得到開關(guān)S2和S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

（a）電路拓?fù)?/p>

（b）雙極性移相控制原理

圖2    高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓?fù)浼捌潆p極性移相控制原理

    讓周波變換器的功率開關(guān)S5與S7（S6與S8）之間存在換流重疊導(dǎo)通時(shí)間、功率開關(guān)S5與S6（S7與S8）按濾波電感電流iLf極性選擇導(dǎo)通，從而使得該控制方案具有如下優(yōu)點(diǎn)：

    1）周波變換器換流重疊期間實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量的自然換流，實(shí)現(xiàn)了功率器件的零電流開關(guān)，解決了固有的電壓過沖現(xiàn)象；

    2）實(shí)現(xiàn)了濾波電感電流的自然續(xù)流；

    3）濾波電感電流極性選擇信號(hào)的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現(xiàn)象；

    4）每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)兩次交流側(cè)的能量回饋實(shí)現(xiàn)了逆變橋所有功率器件的零電壓開通。

    功率開關(guān)S5、S6與S1、S4（S7、S8與S2、S3）之間的驅(qū)動(dòng)信號(hào)均有相位差θ（0≤θ≤180°），在一個(gè)開關(guān)周期的共同導(dǎo)通時(shí)間DTs/2可表示為

    DTs/2=Ts（180°－θ）/（2×180°）（1） [!--empirenews.page--]

式中：Ts為開關(guān)周期。

    由于移相角θ和共同導(dǎo)通時(shí)間DTs/2均按正弦規(guī)律變化，且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波，因此這種控制方式稱為雙極性移相控制。調(diào)節(jié)移相角θ可以實(shí)現(xiàn)輸入電壓或負(fù)載變化時(shí)輸出電壓的穩(wěn)定。

2.2    穩(wěn)態(tài)分析

    設(shè)變壓器原、副邊漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)逆變器有12種工作模式，如圖3所示。

（a）一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形

（b）t=t1～t2

（c）t=t2～t3

（d）t=t3～t4～t5

（e）t=t5～t6

（f）t=t6～t7～t8

圖3    一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形

    1）t=t1～t2：t1時(shí)刻，功率開關(guān)S1及S4實(shí)現(xiàn)了ZVS開通，輸出濾波電感電流iLf經(jīng)功率開關(guān)S7及S8續(xù)流，交流側(cè)能量經(jīng)D1及D4回饋到直流電源，如圖3（b）所示。

    2）t=t2～t3：t2時(shí)刻S5實(shí)現(xiàn)了ZCS開通，在此換流重疊期間，iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通，i2快速增長(zhǎng)，i3快速下降；i1快速由負(fù)轉(zhuǎn)換為正，如圖3（c）所示。設(shè)變壓器原邊繞組感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)為e，則有

    e=Ui－Llk1=uACN1/N2=－uBCN1/N2（2） [!--empirenews.page--]

    uAC－Llk2=uDC=Lf＋uo（3）

    uBC－Llk3=uDC=Lf＋uo（4）

    i2＋i3=iLf（5）

    i1=(i2－i3)N2/N1＋iM（6）

    設(shè)磁化電感LM和輸出濾波電感Lf均遠(yuǎn)大于漏感，磁化電流iM忽略不計(jì)，在換流重疊期間內(nèi)iLf變化率很小，則可得

    －uAC＋2Llk－Llk＋uBC=－2e＋2Llk=0（7）

    e=Ui－2Llk＋Llk－Llk=Ui－2Llk（8）

    e==Llk=－Llk（9）

    由式（9）可知，i2及i3的變化率為N1Ui/（3N2Llk），i1的變化率為2Ui/(3Llk)，D、C兩點(diǎn)電位相等。當(dāng)i2上升到iLf值時(shí)，i3下降到零。由于開關(guān)S8的阻斷，i3下降到零后不能負(fù)向增長(zhǎng)，式（9）不再成立，開關(guān)S7與S5之間實(shí)現(xiàn)了ZCS軟換流。由式（9）可知，換流重疊時(shí)間tco為

    tco(>=)t3－t2=3ILfm（10）

式中：ILfm為額定負(fù)載時(shí)濾波電感電流的峰值。

    3）t=t3～t4：t3時(shí)刻，開關(guān)S5及S7之間軟換流結(jié)束。iLf經(jīng)S5及S6流通，i1經(jīng)S1及S4流通，能量從直流側(cè)傳遞到交流側(cè)，如圖3（d）所示。

    4）t=t4～t5：t4時(shí)刻，開關(guān)S7零電流關(guān)斷，如圖3（d）所示。

    5）t=t5～t6：t5時(shí)刻，開關(guān)S1及S4 ZVS關(guān)斷，C1及C4充電，C2及C3放電。開關(guān)S2及S3的漏源電壓uDS2、uDS3下降，如圖3（e）所示。

    6）t=t6～t7：t6時(shí)刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1經(jīng)D2及D3續(xù)流，變壓器原邊漏感能量和交流側(cè)能量均回饋到直流電源，如圖3（f）所示。t7時(shí)刻，S2及S3零電壓開通。

    t7時(shí)刻以后的半個(gè)開關(guān)周期工作過程與前半及其開關(guān)狀態(tài)等值電路個(gè)開關(guān)周期相似。

3    仿真與原理試驗(yàn)

    設(shè)計(jì)實(shí)例：全橋全波式電路拓?fù)?，雙極性移相控制策略，額定容量S=1kVA，輸入電壓（直流）Ui=270（1±10％）V，輸出電壓（交流）Uo=115V，輸出電壓頻率fo=400Hz，負(fù)載功率因數(shù)－0.75～0.75，開關(guān)頻率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，濾波電感Lf=1mH，濾波電容Cf=4.7μF/250V。3．1仿真結(jié)果與討論

    不同輸入電壓、不同負(fù)載時(shí)的穩(wěn)態(tài)仿真波形，如圖4所示。圖4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分別為功率開關(guān)S1、S2、S5、S7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。濾波器前端電壓uDC為三電平雙極性SPWM波；功率開關(guān)S1～S4實(shí)現(xiàn)了ZVS，功率開關(guān)S5～S8實(shí)現(xiàn)了ZCS；逆變器具有良好的負(fù)載適應(yīng)能力和穩(wěn)壓性能。仿真結(jié)果與理論分析一致。

（a）額定輸入電壓、額定電阻性負(fù)載

（b）額定輸入電壓、空載

（c）90％額定輸入電壓、額定感性負(fù)載 [!--empirenews.page--]

（d）110％額定輸入電壓、額定容性負(fù)載

（e）ZVZCS開關(guān)波形

圖4    1kVA雙極性移相控制逆變器仿真波形

3．2    試驗(yàn)結(jié)果與討論

    1kVA DC 270V/AC 115V 400Hz雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器由功率電路、控制電路、機(jī)內(nèi)輔助電源3大部分構(gòu)成?？刂齐娐分饕苫鶞?zhǔn)正弦波電路、誤差放大電路、電感電流極性判斷電路、控制信號(hào)產(chǎn)生電路（2片UC3879移相控制芯片）和驅(qū)動(dòng)電路等組成。開關(guān)S1～S4選用IRFP460 MOSFET（20A/500V），開關(guān)S5～S8選用HGTG10N120BND IGBT（35A/1200V），驅(qū)動(dòng)電路選用A3120芯片。

    原理試驗(yàn)波形如圖5所示。在輸出濾波電感電流過零點(diǎn)附近，輸出電壓波形存在畸變，這是由周波變換器引入了電流極性選擇信號(hào)所導(dǎo)致。試驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了這類逆變器的可行性。

縱軸：uO  100V/div，iLf  13.5A/div；

橫軸：t  400μs/div

圖5    原理試驗(yàn)波形

4    結(jié)語(yǔ)

    1）高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器拓?fù)渥?，包括推挽全波式?種電路。

    2）借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，雙極性移相控制策略實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了固有的電壓過沖和環(huán)流現(xiàn)象，實(shí)現(xiàn)了逆變橋ZVS開關(guān)和周波變換器ZCS開關(guān)。

    3）仿真與原理試驗(yàn)結(jié)果均證實(shí)了這種移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。