1 引 言
目前,一些設(shè)備仍沿用傳統(tǒng)的400Hz 變頻機組供電,具有笨重、效率低、噪聲大,動態(tài)品質(zhì)差、輸出波形差等缺點。用靜止變頻電源取代它是發(fā)展的必然趨勢。早期的晶閘管靜止變頻電源雖然克服了變頻機組的許多缺點,但晶閘管的關(guān)斷依賴負載或附加的關(guān)斷電路,控制復(fù)雜,動態(tài)性能不理想,在技術(shù)性能上很難有新的突破。本文提出的變頻電源,從根本上克服了上述弊端,是一種性能優(yōu)良的靜止變頻電源。
2 主電路和系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)
2. 1 變頻電源的主電路結(jié)構(gòu)
主電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。J S 為軟啟動控制,避免上電時浪涌電流對整流模塊的沖擊。
采用工業(yè)上比較流行的SPWM 控制策略。由于載波頻率的高頻化,SPWM 脈沖波的第一組諧波中心向高頻端遷移,距基波頻率甚遠,如
圖2 所示。這就使得輸出濾波網(wǎng)絡(luò)得以小型輕量化,動態(tài)品質(zhì)也得以改善。
輸出濾波網(wǎng)絡(luò)采用常K型兩元件低通濾波器[5 ] 。濾波元件L 、C 的參數(shù)按下式選取:
L = R/ (πf c) (1)
C = 1/ (πf c R) (2)
式中 f c ———通帶的高截止頻率
R ———濾波器的特性阻抗
2. 2 系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)
系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)如圖3 所示。電流環(huán)作為輸出電壓控制環(huán)的輔助環(huán),能成功地限制逆變器的輸出電流,以防止逆變器過載,提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。
圖中 Uge ———電壓給定
Upc ———偏磁校正
Igd ———電流給定
Uxl ———限流給定
3 擎住效應(yīng)及防護技術(shù)[1 ,2 ]
3. 1 擎住效應(yīng)
IGBT 由四層PNPN 組成,內(nèi)部形成一個寄生晶閘管,有可能由于再生作用而發(fā)生擎住。IGBT的擎住效應(yīng)有兩種模型:穩(wěn)定導(dǎo)通時的靜
態(tài)擎住及關(guān)斷時產(chǎn)生的動態(tài)擎住。
3. 2 靜態(tài)擎住效應(yīng)
IGBT的等效電路如圖4a 所示。α1 、α2 分別是VT1 和VT2 的電流放大系數(shù)且為電壓電流的函數(shù)。如果α1 增大,通過P 基區(qū)的空穴電流Ih 也增大,當Up = Ih Rp > 0. 7V 時,NPN 管開通,VT1 、VT2 發(fā)生正反饋。已知當α1 + α2 = 1時,IGBT被擎住,柵極失去控制作用。IGBT 將發(fā)生破壞性損壞。
3. 3 動態(tài)擎住效應(yīng)
考慮結(jié)電容的等效電路如圖4b 所示, IGBT在關(guān)斷時J2 結(jié)因反偏幾乎承受著全部高壓。結(jié)電容Cj2影響最大,僅考慮Cj2的影響。重加
d v/ d t 使Cj2產(chǎn)生位移電流iDis :
iDis∝d v/ d t (3)
此時應(yīng)為動態(tài)α,若不考慮α隨電壓的變化,僅考慮電流對其影響,則動態(tài)αs 定義為:
由上式可看出,擎住發(fā)生時αs1 + αs2 = 1。此時與靜態(tài)的α1 、α2 無關(guān)。管電流隨iDis位移電流迅猛增加,關(guān)斷時重加d v/ d t 最為有害。
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3. 4 擎住效應(yīng)的防護
由上述可知,IGBT 的擎住效應(yīng)是由器件的特殊結(jié)構(gòu)決定的。應(yīng)為IGBT 設(shè)計良好的周邊電路,抑制擎住的發(fā)生,主要從以下幾方面考慮。
(1) 避免IGBT超過熱極限
IGBT的擎住電流與溫度有關(guān),參見圖5。散熱器的溫度以不超過70 ℃為宜。因溫度升高后,NPN 管開通的偏置電壓不再是0. 7V ,而是隨溫度的升高而下降;p + 區(qū)的橫向電阻RP 隨溫度升高而增大,二者的影響均促使擎住電流下降。
(2) 選擇合理的驅(qū)動條件
IGBT的動靜態(tài)特性與門極驅(qū)動條件密切相關(guān)。正反向驅(qū)動電壓±Uge 、門極電阻Rg 對IGBT的飽和壓降、開關(guān)損耗、短路耐量等都有不同程度影響。經(jīng)驗表明,正向驅(qū)動以13V ≤Ug ≤15V ,反向驅(qū)動以- 7V ≤- Uge ≤- 5V 為宜。在開關(guān)損耗允許的情況下, Rge 應(yīng)適當選大。
(3) 利用緩沖電路限制過壓
IGBT感性關(guān)斷時產(chǎn)生的浪涌電壓一方面可能使IGBT的關(guān)斷軌跡位于安全工作區(qū)之外,另一方面使管耗增加,溫度升高對抑制擎住不
利。必須使用緩沖電路消除這種開關(guān)浪涌。緩沖電路采用阻止放電型結(jié)構(gòu),如圖6 所示。各參數(shù)按下列關(guān)系選取:
式中 Ls ———引線電感,以1μH/ m計
Io ———IGBT最大脈沖電流值
K ———額定減小系數(shù),非重復(fù)時K= 1 ,重復(fù)時K = 0. 8
Ucep ———集射間的峰值電壓,Ucep = Ud + UFM +Lsd i/ d
Ud ———直流高壓
UFM ———二極管暫態(tài)正向壓降,1200V 級取40～60V
實測電壓尖峰ΔU = Ucep - Ud <100V ,緩沖效果比較明顯。
(4) 過流或短路故障時應(yīng)使IGBT 緩關(guān)斷
故障情況下, 由于關(guān)斷時隨著MOSFET 溝道的減小, 電流會流過Rp ,使Up 升高, IGBT 可能會進入擎住。而簡單快速地關(guān)斷IGBT ,會產(chǎn)生
較大的d i/ d t 和d v/ d t ,也可能促使IGBT 進入擎住。應(yīng)該在IGBT耐量允許的前提下,設(shè)法緩
(5) 合理選擇器件等級和開關(guān)頻率
IGBT功率模塊電流等級參考下式選取:
ic = NPo/ (ηDmaxUdmin) (14)
式中 Po ———額定輸出功率
N ———功率裕量系數(shù)
η ———效率
Dmax ———最大占空比
Udmin ———最低直流高壓
高速型IGBT的優(yōu)選頻率范圍是10～15kHz(硬開關(guān)) 。開關(guān)頻率太高,管耗大,溫升高,可靠性下降。以單相4kW的靜止變頻電源為例,
選用富士2MBI50L - 120 功率模塊。頻率調(diào)制比mf = 33 ,載波頻率f = 400 ×33 = 13. 2kHz。經(jīng)主電路倍頻以后,逆變橋輸出的SPWM 脈沖波的頻率為26. 4kHz ,其頻譜見圖2。
4 控制、驅(qū)動及保護電路
由EPROM和D/ A 構(gòu)成調(diào)制波產(chǎn)生電路是目前較好的辦法。將參考正弦按規(guī)則采樣法離線算好后存于EPROM 中,若為三相電源,參
考正弦三相互差120°,使用一片最小容量的普通型EPROM即可?；倦娐啡鐖D7 所示。
因為三角波載波的斜邊是與參考正弦在臺階處相交,比較器不存在抖動問題,不需附加任何措施,穩(wěn)定可靠。
5 主要技術(shù)指標
單相4kW變頻電源:
輸入 50Hz ,380V , ±10 %
輸出 單相115V/ 230V , ±10 %可調(diào)
電壓調(diào)整率 < 1 %
輸出波形 正弦波,THD < 3 % ,單次諧波< 2 %
頻率 400Hz , ±30Hz 可調(diào)
過載能力 120 % ,10 分鐘
效率 > 80 %
6 結(jié) 論
單相4kW 變頻電源在兩種雷達上試用成功。在此基礎(chǔ)上,已派生出各種規(guī)格的電源。實現(xiàn)了實用化和系列化。已廣泛用于部隊、院
校、民航、科研單位等,用戶反映良好。
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