引言
便攜式電子產(chǎn)品正向輕量化、超小型化發(fā)展，為此鋰離子電池得到廣泛應用，比較常見的正極材料為鈷酸鋰和錳酸鋰的鋰離子電池，還有磷酸鐵鋰電池和磷酸鐵錳電池等。 鋰離子電池以能量高、壽命長、無記憶性、無污染等特點排在電池行業(yè)的最前列。但是鋰離子電池和其他很多類型的電池一樣極易出現(xiàn)過充電、過放電等現(xiàn)象， 這些情況對鋰離子電池更容易造成損害， 從而縮短它的使用壽命。所以要求鋰電池充電應具有一級保護功能。
目前國內(nèi)還沒有這種電池保護的核心技術(shù)， 本文設計了一種鋰離子電池充電保護電路， 此保護電路的電壓、電流源基于耗盡型工藝設計， 便于實現(xiàn)低功耗。另外此保護電路的供電電壓來源于電池電壓， 所以要求此保護芯片在電池電壓變化范圍（ 1~8 V） 內(nèi)正常工作。本文設計的保護電路以低功耗、高精度、高能量密度、高內(nèi)阻、高安全性等特性脫穎而出，因此這種鋰離子電池保護電路的應用得到了普及。
1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的設計
此芯片是單節(jié)電池的保護電路并且過電壓、過電流的檢測延遲時間是可改變的， 其系統(tǒng)設計框圖如圖1 所示， 芯片設計VDD、VSS、DP、CO、DO、VM 6 個引腳。通常情況下， 即電池沒發(fā)生過充電、過放電事件時， CO、DO 都為高電平， DP 端子懸空， 圖1 中右半部分的6 個MOSFET是耐高壓管。
工作原理是通過監(jiān)視連接在VDD 和VSS 之間的電池電壓及VM 和VSS 之間的電壓差控制充電器的充電和放電。
1.1 通常狀態(tài)的設計
如圖1 所示， 通常狀態(tài)下， 即電池電壓在過放電檢測電壓（VDL） 以上且在過充電檢測電壓（VCU） 以下， VM 端子的電壓在充電器檢測電壓（VCHA） 以上且在過電流1 檢測電壓以下的情況下，設計振蕩器模塊不工作， 充電控制用MOSFET 和放電控制用MOSFET 的兩方均打開。這時可以進行自由的充電和放電。
1.2 過電壓檢測的設計
當電池出現(xiàn)過充電時， 過充比較器跳變， 過充電檢測電壓VCU 從H 變成L, 經(jīng)過過充電檢測延遲時間后， 禁止電池充電。同時， 電路的輸出TCU 為H, 經(jīng)過一個反饋電路使過充電比較器的輸入電壓升高， 所以電池電壓必須下降更多才能使比較器輸出變?yōu)镠.這就實現(xiàn)了過充電滯后電壓的設計過程。
當電池過放電時， 過放電檢測電壓VDL 從H 變?yōu)長, 經(jīng)過時間TDL 后， 禁止電池放電。此時， 通過0 V 充電禁止模塊使VM 升高， 從而五個比較器的使能端SD 跳變?yōu)闊o效狀態(tài)， 此時電路中的五個比較器都不工作， 而且振蕩器也不工作， 電路進入休眠狀態(tài)。當VM 降低使SD 再次發(fā)生改變時， 電路解除休眠狀態(tài)。休眠狀態(tài)的電流不能超過100 nA.
1.3 過電流檢測的設計
當VM 端子電壓大于過電流1 檢測電壓， 并且這個狀態(tài)在過電流1 檢測延遲時間以上時， 關閉放電用的FET 從而停止放電。
當VM 端子電壓大于過電流2 檢測電壓， 并且這個狀態(tài)在過電流2 檢測延遲時間以上時， 關閉放電用的FET 從而停止放電。
通過不同環(huán)形振蕩器的振蕩頻率， 調(diào)整過電流的檢測延遲時間的長短， 可及時停止放電。[!--empirenews.page--]2 關鍵電路的實現(xiàn)
本文從低功耗、低成本、寬工作電壓范圍等考慮， 提出基于耗盡型工藝的獨特設計方法。
基準電壓源電路、過充過放遲滯電路、0 V 充電禁止電路、振蕩器電路在整個芯片中起到關鍵的作用。其中多處的基準電壓源電路分別為各比較器提供合適的參考電壓和為振蕩器提供合適的起振電壓， 并且使比較器和振蕩器工作在弱反型區(qū)。此處不對各基準電壓源的具體數(shù)值單獨分析， 只對其原理作詳細的分析。
2.1 基準電壓源電路
傳統(tǒng)基準電壓源電路由帶隙基準電路、帶隙基準啟動電路、比較器電路和電阻分壓網(wǎng)絡組成。
但本文的電源電壓有時工作在2 V, 此時傳統(tǒng)的帶隙基準電路由于電源電壓太低而無法工作在正常的區(qū)域； 整個片子要求的功耗非常小， 若采用傳統(tǒng)的帶隙基準電路功耗會過大。本文提出了更有效的辦法， 用耗盡型工藝取代了原始的BiCMOS 工藝。
電路如圖2 所示，M84 為耗盡型管子， 其閾值電壓是可調(diào)的。在版圖設計中M84 單獨設計在一個隔離層中， 避免其他器件的干擾。
該電路是具有負反饋功能的基準電路，產(chǎn)生基準電壓Vbd、Vb1、V b2.因為電源在非正常情況下波動范圍很大， 所以電容C 的作用是使電路對電源波動太大時不敏感； SD 是電路工作的使能端， 低電平有效； R22、R21、R25 構(gòu)成負反饋網(wǎng)絡， R23、R24 構(gòu)成分壓電路。
當耗盡型MOS 管M84 工作在線性區(qū)時， 由于VGS84=0, 則M84 為一個電阻， M81 和M82 將處于飽和區(qū)工作， 輸出電壓可以負反饋回來從而穩(wěn)定輸出。
其推導公式為：
當耗盡型MOS 管M84 工作在飽和區(qū)時， VGS84=0,M84 為一個恒流源， 所以VGS82 恒定， 即Vbd 不變，從而輸出Vb1、Vb2 也保持不變。其中Vbd、Vb1、Vb2分別為過充電、過放電比較器提供基準電壓， 并且為延時產(chǎn)生電路提供偏置電壓。其推導公式為：
要使式（ 7） 等于式（ 10） , 即無論M84 工作在什么區(qū)域VGS82 都不變， 則：
所以可以通過調(diào)節(jié)M84 和M82 的寬長比（W/L） 使之滿足式（ 11） , 使VGS82 保持恒定； 通過調(diào)小管子的閾值電壓（ 調(diào)節(jié)管子的摻雜濃度） 來減小基準電壓源的電流從而減小功耗。采用0.6 μm、n 阱的CMOS 工藝在Hspice 中仿真的結(jié)果如圖3 所示。
[!--empirenews.page--]2.2 過充電、過放電遲滯電路
為了更快地解除過充電、過放電狀態(tài)， 圖1 中過充電、過放電比較器的輸入差分電壓須隨電源電壓的改變而改變， 當電池過充或過放時， 輸出電壓隨電源電壓變化的比例不同， 因此設計出圖4 所示的遲滯電路。
由圖4 可知， 通過控制TCU 和TDL 的開關來控制MN1 和MP1 的導通與關斷， 達到調(diào)節(jié)點IN_CON 和IN_ODP 電壓大小的目的， 以實現(xiàn)遲滯效應。當輸出信號在和過充比較器和過放比較器相比較時， 比較基準電壓不變， 計算過充電、過放電的遲滯電壓分別為：
由式（ 12） 和（ 13） 可知， 根據(jù)具體設計要求的不同， 調(diào)節(jié)R26、R27、R28、R29、R30 和R31 的大小及比例關系以達到實現(xiàn)不同遲滯電壓的目的。
2.3 0 V電池充電禁止電路
當電池電壓低于一定值時， 使CO 輸出為低電平從而禁止充電器對電池進行充電。在此過程中因為VDD 比較低VM 會變得很負， 所以VDD 和VM 之間易形成很大的電流， 則VDD 到VM 之間的每一條支路上要有比較大的電阻。采用如圖5 所示的電路來控制CO 的電壓和VDD 到VM 之間的電流。
圖5 中M1、M2、M3、M4、Rl 和R2 組成的電路完成電平轉(zhuǎn)換功能， 抑制功能主要由M5、M6 和R3完成， M7、M8、M9、M10 和R4 組成的與非門在電平轉(zhuǎn)換功能和0 V 抑制功能之間進行選擇。電路需要將邏輯低電平轉(zhuǎn)化為與VM 相同的電位。而VM的電位有可能很負， 在電路轉(zhuǎn)換瞬間， VDD 和VM之間的高電壓很容易將普通的MOS 管擊穿，基于此， 本電路的所有管子都采用高壓非對稱管。
0 V 電池抑制功能發(fā)生在充電過程中， 此時，IN_ LCB=0, IN_ LC=1,VA 為高電平。當電池電壓VDD 在1.2 V 左右時， 就認為它是內(nèi)部短路。在這種情況下充電， 充電電流一定很大， 導致VM 的電位下降很大， VDD 的下降使M5 關閉， VM 的下降使M6 導通， 從而VB 由低電平轉(zhuǎn)化為高電平（此時的VDD 電壓為0 V 電池充電禁止電壓V0INH） , CO 電位因此接近VM 電位。
模擬結(jié)果如圖6 顯示， 在VDD 降到1V 以下時，CO 端輸出與VM 相同的電平， 關斷充電回路， 實現(xiàn)0V 電池充電禁止功能。
3 芯片的測試結(jié)果
采用0.6 μm、n 阱的CMOS 工藝， 芯片的電特性參數(shù)測試結(jié)果如表1 所示。其中T 表示溫度，在沒有特殊說明的情況下均為T=25 ℃。表1 表明所設計的芯片滿足寬的電壓工作范圍、寬的溫度工作范圍和低功耗的特點。
表1 CMOS 芯片的電特性
4 結(jié)語
本文對單節(jié)鋰離子電池的充電保護芯片的功能原理進行了闡述， 詳細分析了基于耗盡型工藝的關鍵電路設計原理， 重點分析了基于耗盡型工藝的低功耗基準電壓源的設計， 測試結(jié)果顯示所設計的芯片滿足低功耗、低成本、寬工作電壓范圍的要求，可用于便攜式電子產(chǎn)品和醫(yī)療測試儀器的鋰離子電池的一級保護。
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