小電流紋波的ZVZCS全橋PWM變換器研究

摘要：為了減小輸出電流的紋波，在傳統(tǒng)的全橋移相零電壓零電流(ZVZCS)-PWM變換器的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一種優(yōu)化的變換器。通過(guò)在次級(jí)引入一個(gè)輔助電路，既能使超前臂實(shí)現(xiàn)ZVS，滯后臂實(shí)現(xiàn)ZCS，又能減小輸出電流紋波。輔助電路中無(wú)損耗元件和有源開(kāi)關(guān)，能克服傳統(tǒng)變換器的缺點(diǎn)。該電路具有高效率，低損耗，小電流紋波和能帶大功率負(fù)載的優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)電路特征和設(shè)計(jì)要求，選擇采用2．5 kW，100 kHz的IGBT作為基本元件研制了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并驗(yàn)證了該理論的正確性。
關(guān)鍵詞：變換器；零電壓零電流開(kāi)關(guān)；電流紋波；移相全橋

1 引言
    為了在高頻電路中使用IGBT，提出了ZVZCS全橋PWM變換器。ZVZCS由超前臂和滯后臂構(gòu)成，超前臂實(shí)現(xiàn)了ZVS，滯后臂實(shí)現(xiàn)了ZCS。針對(duì)電流紋波會(huì)帶來(lái)很多弊端的問(wèn)題，通過(guò)在變壓器次級(jí)引入一個(gè)輔助電路，不但滿(mǎn)足了ZVZCS的初始條件，還減小了電流紋波。為了能更好地實(shí)現(xiàn)zCS，采用在滯后臂串聯(lián)二極管的方法。優(yōu)化電路的優(yōu)點(diǎn)是沒(méi)有有損元件和外部電源，可減小能量的消耗并保證系統(tǒng)總的工作效率。此外，沒(méi)有大的能量流通且無(wú)二次寄生響應(yīng)生成。

2 工作原理與設(shè)計(jì)
    圖1示出優(yōu)化電路的拓?fù)洹Ｔ撏負(fù)湓趥鹘y(tǒng)變換器的基礎(chǔ)上加了一個(gè)輔助電路并在滯后臂串聯(lián)二極管來(lái)實(shí)現(xiàn)其功能。假設(shè)除特別指定元件，所有電阻、電感、電容和變壓器均為理想元件。

    該電路在半個(gè)周期內(nèi)共有8個(gè)工作狀態(tài)，其工作原理簡(jiǎn)述如下：
    [t0～t1]階段 t0之前，VS2零電流開(kāi)通。t0時(shí)刻，VS1和VS2導(dǎo)通，箝位電容Cc上的電壓uCc由于漏感的諧振從零開(kāi)始增大。由耦合電感、Cc和二極管VDb組成的回路可保持對(duì)Cc持續(xù)充電，所以使得uCc=2uLo。加大uCc能更有效地加快初級(jí)電流ip的下降速度，并起到箝位電壓的作用。Cr使得次級(jí)整流二極管上漏感和節(jié)點(diǎn)電容沒(méi)有產(chǎn)生寄生響應(yīng)。初級(jí)電壓uab、電流ip，次級(jí)電壓uCc、電流iC分別為：
   
    [t1～t2]階段 uCc保持是Lo兩端電壓的兩倍。uab和ip保持不變，uab(t)=Uin，ip(t)=nIo。
    [t2～t3]階段 VS1關(guān)斷，ip對(duì)C1充電，C3放電。uab減小，uCc按照n2／n1比率下降。uab線(xiàn)性下降，uab(t)=Uin-nIot／(C1+C3)，ip(t)=nIo。
    [t3～t4]階段 當(dāng)整流電壓等于uCc時(shí)，VDc導(dǎo)通，Cc維持整流電壓，整流側(cè)電壓減小速度比初級(jí)慢。LIK儲(chǔ)存的能量保持C1充電，C3放電(設(shè)Cc>>C1，C3)，故uab仍按照原始速率減小。該模式結(jié)束時(shí)，ip和uCc定義為iα，uα。
    [t4～t5]階段 C3放電結(jié)束，二極管VD3導(dǎo)通，然后VS3開(kāi)通，此時(shí)實(shí)現(xiàn)了ZVS。次級(jí)漏感電流和ip迅速下降，Cc提供能量。ip降至零時(shí)，整流側(cè)電壓定義為μβ。
   
    [t5～t6]階段 ip被重置，整個(gè)初級(jí)側(cè)電路沒(méi)有電流流過(guò)。Cc提供整個(gè)電路的電流，因此整流電壓下降得很快。uCc(t)=-Iot／Cc+uβ。
    [t6～t7]階段 VD2阻斷了ip反向環(huán)流，使得ip保持為零，這為滯后臂實(shí)現(xiàn)ZCS提供了十分必要的先決條件。Cc放電完畢，整流二極管全部導(dǎo)通，Lo提供整個(gè)回路的能量。該周期結(jié)束，VS2關(guān)斷，完成ZCS過(guò)程。
    [t7～t8]階段 經(jīng)VS2，VS4死區(qū)時(shí)間后，VS4實(shí)現(xiàn)ZCS，這是因?yàn)槁└邢拗屏薸p上升速度，令其不能突變。ip線(xiàn)性增加，整流電壓為零。這是上半個(gè)工作周期，后半個(gè)工作周期與之相似。
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3 輸出電感的零電流紋波
    輸出濾波電感上有零電流紋波。引入一個(gè)輔助電路可大幅降低零電流紋波，且不影響DC／DC轉(zhuǎn)換和ZVZCS過(guò)程，如圖2a所示。簡(jiǎn)化的耦合電感等效電路模型如圖2b所示。電流耦合電感模型由理想變壓器和漏感組成。假設(shè)電感波形的等效變換u1和u2是相等的，那么初、次級(jí)漏感為：LI1=(1-kn)L1，LI2=n(n-k)L1。其中，耦合系數(shù)k=Lm／，匝比。Lm為互感系數(shù)，L1，L2分別為初、次級(jí)繞組自感。若滿(mǎn)足n=k，次級(jí)漏感將降為零。初級(jí)電感中存在零電流紋波，可通過(guò)改變n，k減小紋波。文獻(xiàn)中k的變化是連續(xù)的，而改變線(xiàn)圈匝數(shù)使得n變成離散的。因此，改變n的方法可很容易實(shí)現(xiàn)該電路要求。

4 主要參數(shù)的選取
    取Uin=400 V，變壓器初級(jí)最大導(dǎo)通占空比Dmax=0．8，LIK=3．6 μH，輸出電壓Uo=48 V，開(kāi)關(guān)頻率fs=100 kHz，由于IGBT能產(chǎn)生電流拖尾現(xiàn)象，所以滯后臂與超前臂的死區(qū)時(shí)間應(yīng)該被設(shè)置長(zhǎng)些，在此取3μs。并聯(lián)在VS3兩端的C3在[t4～t5]時(shí)刻完全放電才能保證VS3實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，并滿(mǎn)足：t3-t4=(1／ωα)arcsin[(n2uCc)／(IoZα)]≤π／(2ωα)]，經(jīng)計(jì)算C3=2．169nF，實(shí)際取C1=C3=2．2nF。
    變壓器初、次級(jí)匝數(shù)比是在變壓器初級(jí)最大占空比及最低輸入電壓前提下，次級(jí)輸出電壓能達(dá)到的最大值，即n≤UinminDmax／Uomax。經(jīng)計(jì)算，取n=4。
    在t4時(shí)刻，Cc提供能量，開(kāi)始放電。若使滯后臂能夠完全實(shí)現(xiàn)ZCS，應(yīng)使漏感中儲(chǔ)存的能量小于Cc中儲(chǔ)存的能量，即漏感中儲(chǔ)存電荷的續(xù)流放電時(shí)間小于Cc中儲(chǔ)存的磁通鏈的放電時(shí)間。，進(jìn)而可推導(dǎo)出：。由上式可見(jiàn)，Cc越大，越容易實(shí)現(xiàn)變換器滯后臂的ZCS變換，但會(huì)使充電時(shí)間變長(zhǎng)，為降低對(duì)其他工作階段的影響，取Cc=0．2μF。
    輸出濾波電感電流Io較大，濾波電容Co充電，輸出電壓Uo會(huì)增大；反之，Uo會(huì)減小，因此Uo會(huì)有個(gè)小的波動(dòng)電壓△uo。一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，Co的充電電荷計(jì)算公式為：△Q=△iLTL／8，推出△uo=△Q／Co，由于電容有損耗，設(shè)計(jì)中取Co=50μF。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析
    建立以2．5 kW，100 kHzIGBT作為基本元件的ZVZCS移相全橋PWM變換器的仿真模型。初級(jí)電壓、電流波形如圖3a所示，實(shí)現(xiàn)初級(jí)的逆變功能，為整流過(guò)程的輸入提供了基本保障。圖3b為滯后臂開(kāi)關(guān)波形，可見(jiàn)VS2關(guān)斷前流過(guò)電流為零，所以實(shí)現(xiàn)了ZCS。傳統(tǒng)電路和改進(jìn)電路的電感電流紋波如圖3c，d所示?？梢?jiàn)，改進(jìn)電路的紋波遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)電路波形。小的半圓形電流紋波是由Cc的充電電流引起的。由實(shí)驗(yàn)可知，所有得到的波形在誤差允許范圍內(nèi)滿(mǎn)足要求。

6 結(jié)論
    改進(jìn)電路有很多優(yōu)點(diǎn)：電流紋波極小、電路中使用無(wú)損耗元件、無(wú)附加激勵(lì)開(kāi)關(guān)、帶負(fù)載能力強(qiáng)、占空比丟失小、設(shè)備電壓和電流壓力最小化等。由于低損耗的優(yōu)點(diǎn)，使得改進(jìn)的變換器因大功率密度而可被應(yīng)用于大功率(大于1kW)設(shè)備。