開關電源的有源功率因數(shù)校正電路設計

摘要：有源功率因數(shù)校正可減少用電設備對電網的諧波污染，提高電器設備輸入端的功率因數(shù)。詳細分析了有源功率因數(shù)校正APFC(active power factor corrector)原理，采用平均電流控制模式控制原理，設計了基于UC3854BN芯片的一種有源功率因數(shù)校正電路方案，著重分析了電路主要參數(shù)的選擇和設計。實踐證明，采用APFC后，大大減小了輸入電流的諧波分量，實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。
關鍵詞：開關電源；功率因數(shù)；有源功率因數(shù)校正；UC3854BN

    開關電源具有效率高、成本低等特點，因而在現(xiàn)代電力電子設備中應用廣泛。但由于開關電源中的整流器，電容濾波電路是一種非線性器件和儲能元件的組合，因此雖然輸入交流電壓是正弦波，但輸入電流波形卻嚴重畸變，呈脈沖狀，含有大量的諧波，使輸入電路的功率因數(shù)下降。
    用電設備的輸入功率因數(shù)低主要會造成以下危害；諧波電流嚴重污染電網，干擾其他用電設備；容易造成線路故障如線路、配電器件過熱，電網諧振；增加線路、變壓器和保護器件的容量；中線流過疊加的三相三次諧波電流，使中線過流而易損壞。因此，必須采取適當?shù)拇胧﹣頊p小輸入電流波形的畸變，提高輸入功率因數(shù)，以減小電網污染。

1 功率因數(shù)校正原理
    功率因數(shù)(PF)是指交流輸入有功功率(P)與輸入視在功率(S)的比值，即：
   
    式中：γ為表示輸入電流失真系數(shù)；cosφ表示輸入基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。
    由式(1)可知，功率因數(shù)PF由電流失真系數(shù)γ和基波電壓、基波電流相移因數(shù)決定。cosφ低，則表示用電設備的無功功率大，設備的利用率低，導線、變壓器繞組損耗大，同時，γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網造成污染。
    功率因數(shù)校正PFC技術，從其實現(xiàn)方法上來講，就是使電網輸入電流波形完全跟隨電網輸入電壓波形，使得輸入電流波形為正弦波(γ=1)且和輸入電壓波形同相位(cosφ=1)。

2 有源功率因數(shù)校正電路實現(xiàn)方案
2．1 功率因數(shù)校正方法的選擇
    目前，主要用來提高功率因數(shù)的方法有：電感無源濾波，這種方法對抑制高次諧波有效，但體積大，重量大，在產品設計中其應用將越來越少；逆變器有源濾波，對各次諧波響應快，但設備造價昂貴；三相高功率因數(shù)整流器，效率高、性能好，近年來其控制策略和拓樸結構處于不斷發(fā)展中。單相有源功率因數(shù)校正(APFC)通常采用Boost電路，CCM工作模式，因其良好的校正效果，目前在產品設計中得到越來越廣泛的應用。
2．2 平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路
    考慮到功率變換在75～2 000 W功率范圍的應用場合，選擇工作于連續(xù)調制模式下的平均電流型升壓式APFC電路來實現(xiàn)較為適合。圖1為平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路原理圖。

    電路工作時檢測到電感電流iL，則得到信號iLR1，將該信號送入電流誤差放大器CA中，電流基準值由乘法器輸出z，乘法器有2個輸入，一個為x，是輸出電壓Vo／H與基準電壓Vref之間的誤差信號；另一個輸入γ，為電壓DC的檢測值VDC／K，VDC為輸入正弦電壓的全波整流值。
    平均電流法的電流環(huán)調節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，接近正弦波形。輸入電流信號被直接檢測，與基準電流比較后，其高頻分量的變化通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開關Tr驅動信號，并決定其占空比，從而迅速而精確地校正電流誤差。由于電流環(huán)具有較高的增益一帶寬，使跟蹤誤差產生的畸變小于1％，容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。

3 有源功率因數(shù)校正電路設計
3．1 設計要求
    1)輸入電壓：AC 90～270 V；2)變換器效率：η≥0.90；3)輸出電壓：Vo=410V(DC)；4)輸出功率：2 kW；5)功率因數(shù)：PF≥0．99。[!--empirenews.page--]
3．2 主要參數(shù)的設計
    1)開關頻率的選擇  開關頻率高可以減小APFC電路的結構尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會增大開關損耗，影響效率。在大多數(shù)應用中，20～300 kHz的開關頻率是一個較好的范圍。本設計中開關頻率選擇為80 kHz，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸較小，MOSFET和Boost二極管上的功率耗損也不會過多。
    2)升壓電感設計  輸入電壓最小時電感電流最大，所以計算電感時選取該時刻為計算點。電感的大小還和開關中允許的紋波有關，允許的紋波含量越多，電感值越小。本設計中選紋波含量為線電流峰值的20％。最大的線電流峰值ILIN(PK)發(fā)生在最小的輸入電壓時，D為電流峰值時的占空比。
   
    考慮安全裕量，實際設計中取升壓電感L=470μH。
    3)輸出電容的選擇  輸出濾波電容C起濾波和平滑輸出直流電壓，減小其脈動的作用。輸出電容的大小和開關頻率、紋波電流、二次諧波電流、輸出直流電壓、輸出紋波電壓、功率及輸出保持時間有關。電容一般要采用低損耗，高紋波電流型的電解電容，容值C為：
   
    式中：ω0為市電角頻率；△Vo為允許輸出直流紋波電壓(V)。
    本設計中輸出電容C0取值2 200μF／450 V。
    4)開關管的選擇  由于開關頻率大于20kHz，所以選MOS管。對MOS主要關心的是導通損耗，應選導通電阻小的MOS管。開關管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度。因此選擇IRFP460，UDSS=500 V，RDS(ON)=0．27 Ω，ID=20 A。
    5)升壓二極管的選擇  選反向恢復時間小，高頻快速恢復二極管。二極管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度。因此選擇APT30S60B，30 A／600 V，反向恢復時間25 ns(要求小于75 ns)。
3．3 控制電路的選擇
    1)UC3854BN的內部結構
    在具體的電路設計中，控制電路選用UC3854BN芯片，其主要特點是：PWM升壓電路，功率因數(shù)達到0．99，THD<5％，適用于任何開關器件，平均電流控制模式，恒頻控制，精確的參考電壓。其內部結構如圖2所示。

    由圖2可知，UC3854內部包括：電壓誤差放大器，模擬乘法／除法器，電流放大器，固定頻率脈寬調制器，功率MOS管的門級驅動器，過流保護的比較器，7．5 V基準電壓，以及軟起動，輸入電壓前饋，輸入電壓箝位等。[!--empirenews.page--]
    2)控制電路的設計
    結合上面的電路方案和具體的參數(shù)設計，給出了UC3854BN典型應用電路原理圖，如圖3所示。

4 實驗結果
    通過電路連接、調試與測試，實驗結果顯示該電路在較為寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩(wěn)定的直流電壓輸出，校正前的電壓與電流的波形如圖4所示，可以看出電流波形含有大量的高次諧波，功率因數(shù)低，同時對電網造成很大污染。采用UC3854經過APFC校正后的波形如圖5所示?？梢姡涍^功率因數(shù)校正之后電壓和電流的相位差基本為零，達到了提高功率因數(shù)的目的。

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5 結束語
    文中基于Boost電路拓撲，闡述了開關電源有源功率因數(shù)校正的工作原理及所采用的校正芯片，設計了以UC3854BN芯片為基礎的平均電流型控制校正電路。經過試驗表明，該電路能夠使功率困數(shù)達到0．99以上，校正效果理想。該系統(tǒng)電路結構簡單，體積小，工作穩(wěn)定可靠，在中小功率APFC電路中有著廣泛的應用前景。