基于MC33067的LLC諧振全橋變換器的應(yīng)用設(shè)計

摘要：LLC變換器以其卓越的性能迅速成為DC／DC變換器的首選拓?fù)洌壳霸撏負(fù)浯蠖鄳?yīng)用在小功率半橋變換器，而在大功率全橋變換器中的應(yīng)用還較少。在此提出了一種基于高性能諧振控制器MC33067的LLC諧振全橋變換器設(shè)計方案，該拓?fù)洳捎昧斯潭ㄋ绤^(qū)的互補(bǔ)調(diào)頻控制方式，巧妙利用了變壓器的勵磁電感和外置諧振電感與諧振電容發(fā)生諧振，實(shí)現(xiàn)了初級零電壓(ZVS)開通以及次級零電流(ZCS)關(guān)斷，并給出了輸出直流電壓48 V，滿載功率2 kW的試驗(yàn)結(jié)果。試驗(yàn)結(jié)果表明，LLC諧振全橋變換器具有高頻、高效率等優(yōu)點(diǎn)，符合電源高功率密度、高效的發(fā)展要求。
關(guān)鍵詞：變換器；軟開關(guān)；諧振

1 引言
    隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，對開關(guān)電源提出了更加高頻化、高效率、高功率密度以及低噪聲等要求。目前比較成熟的軟開關(guān)技術(shù)，如移相全橋也很難做到真正理想狀態(tài)的軟開關(guān)(包含主開關(guān)管和次級整流二極管)，并且隨著開關(guān)頻率的升高，其損耗也不斷增加，因此尋求一種更加高效、高開關(guān)頻率以及高功率密度的拓?fù)涑蔀楫?dāng)前研究的重點(diǎn)。LLC諧振全橋變換器作為全橋拓?fù)渲行阅茌^為突出的一種，具備以下優(yōu)點(diǎn)：初級MOSFETZVS開通，次級整流二極管ZCS關(guān)斷；電路結(jié)構(gòu)簡單，轉(zhuǎn)換效率高；初、次級的電壓應(yīng)力較低；容易實(shí)現(xiàn)高頻化，故容易實(shí)現(xiàn)高功率密度，并且當(dāng)其工作在所設(shè)定的諧振頻率時，初、次級電流都接近正弦，高次諧波小，有利于EMI設(shè)計。
    目前，LLC諧振全橋變換器的設(shè)計方法較復(fù)雜，大多都是在LLC諧振半橋變換器設(shè)計方法的基礎(chǔ)上進(jìn)行試探，通過不斷調(diào)試和修正獲得合適的參數(shù)。在此提出了一種基于高性能諧振控制器MC33067的LLC諧振全橋變換器設(shè)計方法，在設(shè)計合理的前提下，變換器可以輕易實(shí)現(xiàn)初級MOSFET ZVS開通，次級整流二極管ZCS關(guān)斷，體現(xiàn)了變換器的高頻高效化。

2 LLC諧振全橋變換器拓?fù)浼肮ぷ鳈C(jī)理
    全橋變換器由于具有較高功率密度而廣泛應(yīng)用于中、大功率場合，其主電路拓?fù)淙鐖D1所示。該電路主要包括初級4個功率MOSFET、諧振電感Lr、諧振電容Cr、勵磁電感Lm，次級則由整流二極管VD5和VD6以及輸出濾波電容Co組成。

    可見，拓?fù)渲写渭墰]有濾波電感，整流二極管無需緩沖吸收網(wǎng)絡(luò)，與傳統(tǒng)的全橋拓?fù)湎啾?，其元件大為減少，且變換器的磁性元件能很容易集成到一個磁芯，主變壓器的漏感和Lm也能被利用。
    LLC諧振全橋變換器包括如圖2所示的3個工作區(qū)域：其中區(qū)域1，2的主開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài)，而區(qū)域3的主開關(guān)管工作在ZCS狀態(tài)。對于選用MOSFET作為主開關(guān)管的高頻LLC變換器而言，工作在ZVS條件下其開關(guān)損耗最小，工作狀態(tài)較佳，故其所需的工作區(qū)域?yàn)樵鲆媲€的右側(cè)(其中負(fù)斜率表示初級MOSFET工作在ZVS模式)。當(dāng)LLC變換器工作在如圖2所示的ωs=ωr狀態(tài)下時，其增益由變壓器的匝比決定，從效率和EMI的角度而言，在這個工作點(diǎn)狀態(tài)下由于正弦初級電流、MOSFET和次級整流二極管都得到最優(yōu)化利用，故為最佳工作點(diǎn)，但是這只能在特定的工作電壓以及負(fù)載條件下得到。

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    LLC諧振全橋變換器存在兩個諧振頻率，一個為Lr與Cr的諧振頻率：
   
    由于該電路采用PFM控制模式，所以變換器工作頻率fs既可以工作在fs≥fr的頻率范圍內(nèi)，也可以工作在fm<fs<fr的頻率范圍內(nèi)。下面就其工作在fm<fs<fr頻段內(nèi)(該頻段內(nèi)工作狀態(tài)較佳)一個開關(guān)周期的6個模態(tài)進(jìn)行簡要分析，此時諧振變換器各個關(guān)鍵點(diǎn)的工作波形如圖3所示。

    模態(tài)1(t0～t1) 在t0時刻，VT1和VT4開通，諧振電流ir流經(jīng)VT1和VT4。變壓器次級電壓上正下負(fù)，VD5開通，為負(fù)載提供能量，Lm被箝位不參加諧振過程，勵磁電流iLm線性上升。
    模態(tài)2(t1～t2) 在t1時刻，iLm=ir。VD5，VD6的電流為零，次級輸出電壓對Lm不再箝位，Lm開始參與諧振，Cr被恒流線性充電升高電壓。
    模態(tài)3(t2～t3) 在t2時刻，VT1和VT4關(guān)斷。VD2和VD3導(dǎo)通續(xù)流，從而為VT2和VT3的ZVS開通創(chuàng)造了條件。變壓器初級電壓極性切換，VD6開始導(dǎo)通，由于此前VD5電流歸零，故沒有反向恢復(fù)。Lm重新被次級輸出電壓箝位，退出諧振過程。
    模態(tài)4(t3～t4) 在t3時刻，VT2和VT3開通，VD6繼續(xù)導(dǎo)通向負(fù)載提供能量。Lm仍被輸出電壓箝位不參加諧振，故iLm線性下降。
    模態(tài)5(t4～t5) 在t4時刻，iLm又重新等于ir，VD5，VD6的電流為零，次級輸出電壓對Lm不再箝位，Lm開始參與諧振，Cr被反向恒流充電，其電壓線性升高。
    模態(tài)6(t5～t6) 在t5時刻，VT2和VT3關(guān)斷，VD1和VD4導(dǎo)通續(xù)流，從而為VT1和VT4的ZVS開通創(chuàng)造了條件。變壓器初級電壓極性切換，VD5開始導(dǎo)通，由于此前VD6電流歸零故沒有反向恢復(fù)。Lm重新被次級輸出電壓箝位，退出諧振過程。
    以上就是LLC變換器工作在fm<fs<fr頻段內(nèi)一個開關(guān)周期的6個工作過程。

3 LLC諧振全橋變換器設(shè)計
    LLC諧振全橋變換器的設(shè)計難點(diǎn)在于諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的選取和優(yōu)化，合理設(shè)計參數(shù)能夠保證變換器工作在所期待的區(qū)域，從而確保在最佳工作狀態(tài)。在此設(shè)計的LLC諧振全橋變換器輸入直流電壓Uin=390 V，輸出電壓Uo=48 V，滿載功率Po=2 kW。[!--empirenews.page--]
3．1 主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計
    選取fr=100 kHz，主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計過程為：
    1、計算變壓器變比N=Uin／(Uo+Ud)，Ud為輸出整流二極管導(dǎo)通壓降，選用IXYS 60CPQ150快速恢復(fù)二極管，其典型值為1．2 V，計算得N=7．92。
    2、計算最高、最低輸入電壓時增益Gmin，Gmax：
    Gmin=2n(Uo+Ud)／Uinmax，Gmax=2n(Uo+Ud)／Uinmin (3)
    Uinmin，Uinmax分別為輸入直流電壓的最小值和最大值，分別為320 V和420 V。計算得到Gmin=0．927，Gmax=1．22。
    3、計算負(fù)載電阻RL和反射電阻RAC：
   
    計算得到RL=1．15 Ω，RAC=58．5 Ω。
    4、計算品質(zhì)因數(shù)Q，Cr，Lr，Lm為：
   
    式中：k值為Lm和Lr的比值。
    對于LLC諧振變換器而言，滿載時Q和k的恰當(dāng)選擇是設(shè)計的關(guān)鍵，將直接影響變換器的工作頻率范圍、諧振回路中循環(huán)能量大小及轉(zhuǎn)換效率，k值一般在2．5～6之間，設(shè)計中k取4。計算得到Q=0．463，Cr=58 nF，Lr=43μH，Lm=172 μH。
    至此，變換器主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計完畢。為保證輸出功率留有一定的裕量，主變壓器選用PC40材質(zhì)的EE65磁芯，初級功率管則選用STSTW 43NM60ND，次級整流管為IXYS 60CPQ150快速恢復(fù)二極管，輸出濾波電容為6個NICHICON電解電容1 000 μF／100 V并聯(lián)。
3．2 控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計
    控制電路采用高性能諧振控制器MC33067為控制核心，該芯片采用固定死區(qū)時間的PFM互補(bǔ)調(diào)制技術(shù)，輸出兩路開關(guān)頻率可達(dá)1 MHz、峰值電流可達(dá)200 mA的驅(qū)動脈沖，只需通過隔離變壓器就可以直接驅(qū)動MOSFET。芯片內(nèi)部則主要由基準(zhǔn)電壓、壓腔振蕩器、誤差放大器、軟啟動電路、欠壓鎖定、保護(hù)以及輸出電路構(gòu)成。基于MC33067所設(shè)計的PFM控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計如下：
    (1)最低、最大開關(guān)頻率fmin，fmax的確定：
    由于負(fù)載過重使得fs過低，導(dǎo)致變換器進(jìn)入圖2所示主開關(guān)管ZCS區(qū)域，因此要對MC33067的fmin進(jìn)行限制，fmin=fr[1+k(1-1／Gmax2)-1／2，可以得到fmin=67 kHz。同時，為減小電源啟動瞬間對Co的沖擊，一般采用空載高頻開機(jī)方式，開機(jī)頻率為諧振頻率的2～3倍，該設(shè)計中設(shè)定fmax=200 kHz。
    (2)定時電阻Rosc與定時電容Cosc的確定：
    Rosc與Cosc組合的時間常數(shù)確定內(nèi)部壓腔振蕩器的最小振蕩頻率，其值為2fmin：Rosc=(Tmax-70ns)／(0．348Cosc)，得到Rosc=10kΩ，Cosc=2．4 nF。
    (3)調(diào)頻電阻RVFO的確定：
    芯片能夠進(jìn)行頻率調(diào)制，實(shí)際是通過改變流過RVFO電流的大小而改變流經(jīng)Rosc放電電流IRosc：
   
    式中：Imax為fmax時Cosc總放電電流，其值為1 mA；UEAsat為誤差放大器低電位時的飽和輸出電壓，其值為0．1V。
    由式(6)中第2個公式得到RVFO=2．7 kΩ。
    (4)定時電阻RT和定時電容CT的確定：
    兩路驅(qū)動脈沖的死區(qū)時間由RT和CT確定，根據(jù)諧振頻率的大小以及工作頻率變化范圍，初步選定死區(qū)時間Tdead=0．47μs，依據(jù)：RT=Tdead／(0．348CT)，得到RT=2．7 kΩ，CT=500 nF。

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    芯片根據(jù)反饋量大小進(jìn)行PFM，其實(shí)質(zhì)性機(jī)理就是通過改變流經(jīng)RVFO的電流從而改變IROSC，最終改變內(nèi)部壓腔振蕩器頻率。在穩(wěn)態(tài)情況下，芯片的腳3電位被內(nèi)部三極管箝位在2．5 V，當(dāng)腳6，7短接組成電壓跟隨器形式時，外部PI調(diào)節(jié)器的運(yùn)算值即反饋值從腳8輸入。由于誤差放大器被軟啟動緩沖器箝位，當(dāng)反饋量的值大于1．5 V時，才能進(jìn)入線性調(diào)節(jié)區(qū)域，故外部反饋值的范圍在1．5～2．5 V之間。綜上所述，利用MC33067所搭建的頻率調(diào)制控制原理圖如圖4所示。

4 試驗(yàn)結(jié)果
    基于以上設(shè)計流程搭建了一個2 kW功率等級的LLC諧振全橋變換器的主電路和控制電路，測試了大量的關(guān)鍵點(diǎn)波形。
    圖5a示出390 V直流輸入，滿載功率2 kW時初級VT3的驅(qū)動電壓波形ugsVT3和VT4漏源電壓波形udsVT4?？梢?，udsVT4在ugsVT3由低電平切換為高電平之前就已經(jīng)建立起母線電壓，說明VT3工作在ZVS狀態(tài)。圖5b示出390 V輸入，滿載功率2 kW時Lm兩端電壓波形uab和次級整流輸出電流波形iud。

    可見，初級電壓關(guān)斷時刻，次級電流剛好到零，無反向恢復(fù)，處于最佳ZCS狀態(tài)。

    圖6為390 V輸入，48 V輸出時不同輸出功率下輸出電流在10 A，20 A，30 A，40 A，50 A時對應(yīng)的整機(jī)效率曲線?？梢姡诮o定輸入電壓情況下，輸出全負(fù)載范圍內(nèi)變換器的效率都比較高。

5 結(jié)論
    在此詳細(xì)地介紹了LLC諧振全橋變換器的基本工作機(jī)理及主電路諧振腔的設(shè)計方法，同時介紹了基于MC33067的頻率調(diào)制電路，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計了一款輸出48 V，2 kW功率等級的LLC諧振全橋變換器。試驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計的LLC諧振全橋變換器在額定輸入電壓條件下，輸出全負(fù)載范圍內(nèi)都實(shí)現(xiàn)了初級開關(guān)管的ZVS，次級整流二極管的ZCS，并得到了較高效率，符合電源高功率密度和高效的發(fā)展要求，具有廣闊的應(yīng)用前景。