采用ARM的PWM模塊的超聲波檢測系統(tǒng)的設(shè)計

近年來以微電子學(xué)和計算機技術(shù)為基礎(chǔ)的信息技術(shù)飛速發(fā)展，超聲無損檢測儀器也得到了前所未有的發(fā)展動力，為了提高檢測的可靠性和提高檢測效率，研制數(shù)字化、智能化、自動化、圖像化的超聲儀是當今無損檢測領(lǐng)域發(fā)展的一個重要趨勢。而傳統(tǒng)的超聲波檢測儀存在準確性差、精度低、體積大、功耗大、人機界面不友好等問題。而超聲波發(fā)射與控制電路正是在一種基于ARM的超聲波檢測系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，以ARM微控制器為核心，使用C語言編程，方便地實現(xiàn)了發(fā)射頻率與激勵電壓脈沖幅度的調(diào)節(jié)。

　　1 超聲波檢測系統(tǒng)的總體設(shè)計結(jié)構(gòu)

　　基于ARM超聲波檢測系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)框圖，如圖1所示。該系統(tǒng)主要由3部分組成：超聲波前端發(fā)射接收電路、DSP和ARM處理器。

　　超聲波前端發(fā)射電路負責(zé)產(chǎn)生激勵脈沖電壓和重復(fù)頻率可調(diào)的超聲波。接收電路首先將反射回來的微弱信號經(jīng)放大、濾波等電路處理，然后通過A/D轉(zhuǎn)換電路對信號進行采集并將采集的信號經(jīng)數(shù)據(jù)緩沖FIF0送入DSP。

　　DSP接收由A/D轉(zhuǎn)換器經(jīng)FIF0緩沖后的數(shù)據(jù)，主要完成計算結(jié)構(gòu)復(fù)雜的信號處理算法，提高超聲探傷儀器的精度和數(shù)據(jù)處理能力。

　　ARM處理器主要完成兩部分功能：一是控制功能，調(diào)節(jié)激勵脈沖的寬度和重復(fù)頻率以及放大電路的放大倍數(shù);二是實現(xiàn)信號的實時顯示、存儲以及和外部的通信等功能。ARM微處理器采用基于ARM920T的16/32位RISC微處理器S3C2440A。其內(nèi)核頻率最高為400 MHz，功耗低，體積小，集成外設(shè)多，數(shù)據(jù)處理能力好，因而可廣泛應(yīng)用于手持設(shè)備等。

　　2 超聲波發(fā)射電路

　　根據(jù)被測件的材料、厚度等不同條件，所需的相應(yīng)超聲波探頭的頻率、發(fā)射電壓也不同。發(fā)射的超聲波頻率一般為幾MHz，高壓激勵脈沖一般為幾十到幾百伏，脈沖的上升時間不超過100 ns。根據(jù)頻譜分析，激勵脈沖寬度探頭頻率之間存在著最佳關(guān)系式，當脈沖寬度滿足這一關(guān)系式時，接收探頭的接收信號質(zhì)量最好。該關(guān)系式即為：

　　式中，f0為探頭頻率，2a為脈沖寬度。本設(shè)計所選探頭頻率為2.5 MHz，由式(1)確定的脈沖寬度為600 ns，所以放電時間應(yīng)盡量控制在600 ns。

　　超聲波探傷法的種類很多，實際運用中，大部分選用脈沖反射法，其發(fā)射電路多選用非調(diào)諧式，超聲波發(fā)射電路如圖2所示。電路由可調(diào)高壓電源、電阻R1和R2、能量存儲電容C、絕緣柵型雙極晶體管(IGBT)VQ、快速恢復(fù)型二極管VD1、VD2和探頭組成，設(shè)二極管等效電阻為R3，開關(guān)等效電阻為R4。ARM微處理器的PWM模塊產(chǎn)生頻率和占空比可調(diào)的脈沖，經(jīng)IGBT的驅(qū)動和保護電路后送入開關(guān)管VQ的柵極形成控制脈沖V1。當V1為負脈沖時，IGBT關(guān)斷，高壓電源通過R1、VD2對電容C充電，充電時間常數(shù)為τ1=C(R1+R3)。當t>5τ1時，認為電容C充滿。當V1為正脈沖時，IGBT開通，電容C通過開關(guān)管VQ、R2和二極管VD1對探頭放電，放電時間常數(shù)為τl=C(R2+R3+R4)。超聲波探頭收到高壓負脈沖的激勵后便產(chǎn)生一定頻率的超聲波。

　　電路中元件作用：

　　1)電阻R1用來限制充電時高壓電源對電容C的充電電流，即起到限流作用，并減小發(fā)射單元工作時對電源的影響，從這點考慮，要求電阻R1阻值越大越好。另一方面，電路的重復(fù)頻率f較高，為了使電容C在觸發(fā)前能充滿電，就必須滿足CR1<1/5f。所以要選擇合適的電阻R1的阻值。

　　2)電阻R2有2個作用：一是調(diào)節(jié)放電時間和發(fā)射功率，二是作為阻尼電阻，調(diào)節(jié)超聲脈沖寬度。R2的阻值越小，發(fā)射功率越小，發(fā)射脈沖越窄;R2阻值越大，發(fā)射功率越大，發(fā)射脈沖越寬。

　　3)快速恢復(fù)型二極管Vd1、Vd2濾去充電脈沖，使A點只有放電時的負電壓激勵脈沖。

　　充電時，電流i與電壓UR的關(guān)系式如式(2)～式(3)所示。

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　所研制的電路板可激發(fā)探頭產(chǎn)生0.5～10 MHz的超聲波，激勵脈沖電壓最高可達830 V，脈沖的上升時間小于50 ns。

　　3 基于ARM的PWM脈沖的產(chǎn)生

　　ARM嵌入式處理器是具有極低功耗、極低成本的高性能處理器，運算速度快、精度高，而且便于實時操作系統(tǒng)的移植，真正成為實時多任務(wù)系統(tǒng)。S3C2440A內(nèi)嵌PWM脈沖模塊含4通道16位定時器，占空比、頻率、極性可編程，且具有自動重載和雙緩沖功能。主頻FCLK最高達400M-Hz，APB總線設(shè)備使用的PCLK最高達68 MHz。具體過程為：首先，開啟自動重載功能，對PWM脈沖的各個參數(shù)通過PWM寄存器進行設(shè)置，如定時器配置寄存器(TCFGn)，定時器控制寄存器(TCON)，定時器計數(shù)緩存寄存器(TCNTBn)，定時器比較緩存寄存器(TCMPBn)，定時器計數(shù)觀察計數(shù)器(TCNTOn)等的設(shè)置。其次，設(shè)置相應(yīng)定時器的手動更新位，然后設(shè)置開始位，在等待時間后定時器開始倒計數(shù)，當TCNTn和TCMPn的值相同時，TOUTn的邏輯電平由低變?yōu)楦摺．擳CNTn為0，TCNTn用TCNTBn的值自動重載。如果要重新設(shè)置TCNTn的初始值，則要執(zhí)行手動更新。

　　通過使用TCMPBn來執(zhí)行PWM功能，PWM的頻率由TCNTBn來決定。雙緩沖功能允許對下個PWM周期在當前PWM周期任意時間點由ISR或其他程序改寫TCMPBn。

　　4 高壓電源及其控制

　　超聲波發(fā)射電路對激勵電壓脈沖要求較高，需要一定的幅值，而且脈沖寬度要求越小越好，且須有一定的發(fā)射功率，這決定了超聲波探傷的靈敏度，還關(guān)系到工件探傷的深度。如果要穿透較厚的工件，就需將較大的電功率轉(zhuǎn)換成聲功率。發(fā)射功率為：

　　式中，uA0為電容放電時的瞬間電壓，C為電容容量，t為放電時間，

為有效功率。

　　當放電時間常數(shù)確定后，放電時間和C即確定。所以加大發(fā)射電壓是提高發(fā)射功率的主要途徑，由放電電壓公式可知，除電路中的各個電阻影響外，高壓電源的電壓是一個主要因素。但電壓又不能太高，否則會使壓電晶片加速老化。一般發(fā)射電壓不超過1 800 V。

　　這里采用美國Ultravoh公司的高壓電源模塊。其中“V”系列的型號為1V12-P0.4電源模塊，能完全滿足該設(shè)計的需求，其輸入電壓為12 V，輸出電壓為0～1 000 V，控制電壓為0～5 V，功率為0.4 W。低功耗、體積小、重量輕，并帶有輸出電壓監(jiān)測和自保護電路。高壓電源控制電路如圖3所示。

　　ARM微處理器輸出的控制信號經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換后可輸出0～5 V的控制信號V2，相應(yīng)的高壓電源模塊即可輸出0～1 000 V的電壓。

　　5 仿真及分析

　　為驗證本設(shè)計是否能滿足實驗的需要，對電路進行軟件仿真。因為t=5τ1，約為500μs時認為充電電容充滿，所以把開關(guān)頻率設(shè)置為1kH-z。仿真結(jié)果如圖4和圖5所示。

　　圖4中，高壓電源輸出為725V，R1=10 kΩ，R2=100 Ω，C=0.01μF，得到的激勵脈沖約為600 V，寬度為600 ns。此脈沖滿足本設(shè)計中超聲波頻率為2.5 MHz時，探頭對激勵脈沖寬度的要求。

　　圖5中，當高壓電源輸出最大為1 000 V，R1=10 kΩ，R2=100 Ω，C=0.01μF時，得到的激勵脈沖約為830 V，寬度為600 ns。

　　由于帶充電電阻器的高壓直流電源效率不是很高，所以激勵脈沖的電壓也不能達到高壓電源的電壓。通過ARM微處理器發(fā)射不同頻率和占空比的控制脈沖，可以控制發(fā)射電路發(fā)射寬度和重復(fù)頻率可調(diào)的激勵脈沖。

　　6 結(jié)論

　　通過對發(fā)射電路工作原理以及各個元件作用的分析，得出了各個元件對超聲波所起的不同作用，以及ARM的PWM模塊如何對激勵脈沖寬度和重復(fù)頻率進行調(diào)制。經(jīng)驗證。該電路發(fā)射的超聲波功率、脈沖寬度和重復(fù)頻率均可調(diào)。能滿足多種檢測需求。