控制開(kāi)關(guān)頻率，優(yōu)化完整負(fù)載及線(xiàn)路電壓方案

簡(jiǎn)介

環(huán)保因素已經(jīng)為當(dāng)代電源設(shè)計(jì)催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡議及其銅級(jí)、銀級(jí)和金級(jí)衍生標(biāo)準(zhǔn)(見(jiàn)參考資料[1])迫使臺(tái)式機(jī)及服務(wù)器制造商尋求創(chuàng)新的方案。一項(xiàng)重點(diǎn)就在于功率因數(shù)校正(PFC)段，此段跟EMI濾波器一起在低線(xiàn)路電壓、滿(mǎn)載條件下可能消耗輸出功率的5%至8%.

然而，在一般情況下，相關(guān)器件并不是總是以它們?cè)O(shè)計(jì)的最大功率工作，而只有短時(shí)間以最大功率工作。因此，要有效地節(jié)能，“綠色要求”不僅針對(duì)滿(mǎn)載能效。相反，這些要求傾向于因應(yīng)實(shí)際工作條件，規(guī)定在滿(mǎn)額功率20%、50%及100%等不同負(fù)載狀況下的最低平均能效等級(jí)，或是能效比。

因此，中低負(fù)載條件下的能效比已成為要應(yīng)對(duì)的要點(diǎn)。降低開(kāi)關(guān)頻率是減小這些條件下功率損耗的常見(jiàn)選擇。要在極低功率條件下提供極高能效，這方案在中等功率等級(jí)的應(yīng)用就必須非常審慎。本文將闡釋如何管理開(kāi)關(guān)頻率以提供最優(yōu)能效性能。文中將簡(jiǎn)述電流控制頻率反走(CCFF)技術(shù)的原理。這種新方案在控制開(kāi)關(guān)頻率方面極為有用，提供最優(yōu)的平均能效及輕載能效等級(jí)。

臨界導(dǎo)電模式或不連續(xù)導(dǎo)電模式

開(kāi)關(guān)損耗難于精確預(yù)測(cè)。當(dāng)PFC升壓轉(zhuǎn)換器從臨界導(dǎo)電模式(CrM)跳轉(zhuǎn)到不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)時(shí)，我們還是可以根據(jù)工作模式來(lái)判定損耗趨勢(shì)。圖1顯示了這兩種模式在相同功率及線(xiàn)路條件下(如相同線(xiàn)路電流)的MOSFET電流波形。

無(wú)論在什么工作模式，線(xiàn)路電流是開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電感電流的平均值，而開(kāi)關(guān)周期就是PFC升壓轉(zhuǎn)換器之電磁干擾(EMI)濾波器工作的平均過(guò)程時(shí)間。

在CrM下，線(xiàn)路電流的計(jì)算非常簡(jiǎn)單(1)：

如上所述，DCM下的導(dǎo)通時(shí)間就是將CrM下的導(dǎo)通時(shí)間乘以一個(gè)因數(shù)m(m>1)，以維持提供恰當(dāng)?shù)墓β?。因此，電感峰值電流與電流周期時(shí)長(zhǎng)均乘以導(dǎo)通時(shí)間與退磁時(shí)間之和：

圖2顯示了沒(méi)有頻率反走條件下獲得的DCM損耗相對(duì)于CrM損耗的百分比。DCM損耗與CrM損耗之比根據(jù)等式(2)來(lái)計(jì)算，α比的值在1至10之間變化。當(dāng)α為1時(shí)，頻率并未降低，因此DCM損耗及CrM損耗相等，使二者之比為100%.α值越高，當(dāng)DCM能效降低時(shí)，DCM損耗與CrMR損耗之百分比就越高;相反，當(dāng)采用頻率反走

圖2顯示出：

-當(dāng)導(dǎo)電損耗較高或處在相同范圍時(shí)，頻率反走技術(shù)增加了損耗(棕色跡線(xiàn))。當(dāng)大的均方根電流在轉(zhuǎn)換器中環(huán)流時(shí)，如當(dāng)PFC段處在重負(fù)載、低線(xiàn)路電壓條件下，就出現(xiàn)這種情況。

-當(dāng)導(dǎo)電損耗略小于開(kāi)關(guān)損耗時(shí)，就需要有限程度地降低頻率。但程度必須有限。否則，就完全泯滅了在開(kāi)關(guān)損耗方面的好處，或者是無(wú)法針對(duì)導(dǎo)電損耗增加(綠色及紫色跡線(xiàn))提供補(bǔ)償。這種情況與線(xiàn)路及負(fù)載條件相對(duì)應(yīng)，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器流動(dòng)中等的電流……

-當(dāng)導(dǎo)電損耗相對(duì)于開(kāi)關(guān)損耗極低時(shí)(藍(lán)色及橙色跡線(xiàn))，頻率反走大幅降低總體損耗。然后，在線(xiàn)路電流較小的條件下，必須降低開(kāi)關(guān)頻率。

應(yīng)當(dāng)注意的是，頻率反走技術(shù)帶給MOSFET開(kāi)關(guān)損耗的好處被低估了DCM開(kāi)關(guān)損耗為將CrM開(kāi)關(guān)損耗最少除以

實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

下述數(shù)據(jù)是使用以NCP1631(見(jiàn)參考資料[2])驅(qū)動(dòng)的兩相交錯(cuò)式PFC段獲得的。此控制器采用頻率鉗位臨界導(dǎo)電模式(FCCrM)工作，還具有頻率反走功能。但應(yīng)當(dāng)指出的是，與CCFF(見(jiàn)下一段)相比，頻率鉗位并不取決于電流電平，而是在電流半正矢波范圍內(nèi)給定功率條件下保持恒定。圖3顯示了NCP1631 300 W評(píng)估板在施加了115 Vrms輸入電壓、10%、20%及50%負(fù)載條件下的能效。調(diào)節(jié)電路的反走特性以測(cè)量20%負(fù)載條件下三種不同工作頻率時(shí)的能效，并考慮測(cè)量其它兩種負(fù)載工作條件下兩種不同工作點(diǎn)時(shí)的能效。下面的數(shù)據(jù)印證了輕載條件下頻率下降時(shí)能效提升，且在負(fù)載較重時(shí)開(kāi)關(guān)頻率逐漸減小的情況下能效降低。[!--empirenews.page--]

電流控制頻率反走(CCFF)

沿襲這些能效考慮因素，安森美半導(dǎo)體推出了采用所謂的電流控制頻率反走(CCFF)技術(shù)以驅(qū)動(dòng)PFC升壓段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，當(dāng)線(xiàn)路電流超過(guò)設(shè)定點(diǎn)時(shí)，PFC段采用傳統(tǒng)CrM工作。相反，當(dāng)電流低于此預(yù)設(shè)值時(shí)，在線(xiàn)路電流降低到0時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率下降到約20 kHz(見(jiàn)參考資料[3]和[4])。

實(shí)際上，這些控制器監(jiān)測(cè)線(xiàn)路電壓以構(gòu)建線(xiàn)路電流的信號(hào)表征。內(nèi)部計(jì)算產(chǎn)生一個(gè)電流，此電流結(jié)合外部電

對(duì)CrM PFC升壓段的開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行鉗位通常導(dǎo)致線(xiàn)路電流失真，因?yàn)閭鹘y(tǒng)電流波形原理假定采用CrM工作這種傳統(tǒng)局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半導(dǎo)體的FCCrM電路類(lèi)似(如NCP1605)：集成了一個(gè)電路(稱(chēng)為VTON處理模塊)來(lái)調(diào)制導(dǎo)通時(shí)間，以補(bǔ)償存在的死區(qū)時(shí)間。此模塊基于積分器(詳情參見(jiàn)產(chǎn)品數(shù)據(jù)表)，在對(duì)開(kāi)關(guān)紋波進(jìn)行了恰當(dāng)濾波的條件下，其時(shí)間常數(shù)接近100 μs.

如圖5所示，在大線(xiàn)路電流條件下，CCFF升壓段傾向于采用CrM工作;隨著線(xiàn)路電流減小，控制器采用不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作。通過(guò)這種方式，即使在DCM條件下，MOSFET導(dǎo)通時(shí)間被延長(zhǎng)，直至MOSFET漏極-源極電壓位于谷底以提供最佳節(jié)能效果。

CCFF技術(shù)進(jìn)一步催生了穩(wěn)定的谷底工作。

圖6 – NCP1612評(píng)估板在230 V、160 W條件下接近線(xiàn)路過(guò)零點(diǎn)時(shí)的工作。MOSFET漏極-源極電壓為紅色跡線(xiàn)，而藍(lán)色跡線(xiàn)代表的是MOSFET電流。

CCFF使寬負(fù)載條件下的能效曲線(xiàn)變得更平坦

我們基于NCP1611評(píng)估板進(jìn)行了測(cè)試(見(jiàn)參考資料[3])。這電路板是纖薄(厚度低于13 mm) PFC段，其設(shè)計(jì)旨在寬交流線(xiàn)路條件下提供160 W功率，如圖7所示。

此電路板的設(shè)計(jì)旨在采用CCFF工作。然而，通過(guò)迫使高于2.5 V時(shí)的線(xiàn)路電流信號(hào)表征來(lái)關(guān)閉CCFF頻率反走特性，此電路板也可以輕易地采用CrM工作。此外，通過(guò)防止線(xiàn)路信號(hào)表征下降至低于0.75 V,也可以關(guān)閉CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，這種多用性也支持測(cè)試三種模式：CrM、CCFF及關(guān)閉跳周期的CCFF,提供極佳的相互比較，因?yàn)樗鼈冊(cè)谙嗤膽?yīng)用中工作，且使用相同的外部元器件。這樣一來(lái)，就可以精確地比較這三種模式。

公平地比較也要求在有可能實(shí)現(xiàn)更好的定制方案時(shí)避免過(guò)大地影響某種模式的配置。但若每種模式都相同，便可能使其中某種模式不恰當(dāng)?shù)靥幱诓焕匚?。此電路的設(shè)計(jì)要么采用自供電，要么采用外部電壓源供電。出于能效測(cè)量起見(jiàn)，第二種方案更宜采用，因?yàn)樽怨╇姺桨钢袘?yīng)用電荷泵來(lái)為VCC供電的能耗與開(kāi)關(guān)頻率成正比。采用自供電方案將會(huì)大幅影響輕載CrM能效。例如，測(cè)量結(jié)果顯示，在高線(xiàn)路電壓、20%負(fù)載時(shí)，此電荷泵可能會(huì)降低CrM能效達(dá)1%,但它不會(huì)顯著影響CCFF性能。

當(dāng)PFC段插電時(shí)，會(huì)出現(xiàn)大電流給大電容充電。此電路板包含NTC來(lái)限制浪涌電流。此NTC已經(jīng)被短路，用于測(cè)量能效。

圖8顯示了大功率范圍(從5%負(fù)載到100%負(fù)載)內(nèi)低線(xiàn)路及高線(xiàn)路電壓時(shí)的能效比。右側(cè)的CCFF能效曲線(xiàn)類(lèi)似于傳統(tǒng)CrM PFC段。在左側(cè)的圖中，由于開(kāi)關(guān)損耗的緣故，能效正常下降，直到一個(gè)拐點(diǎn)，此時(shí)能效又上升，這是CCFF工作的結(jié)果。如前所述，當(dāng)線(xiàn)路電流低于預(yù)設(shè)值時(shí)，CCFF使開(kāi)關(guān)頻率作為瞬時(shí)線(xiàn)路電流的函數(shù)來(lái)線(xiàn)性下降。CCFF閾值設(shè)定為約低線(xiàn)路電壓時(shí)最大線(xiàn)路電流的20%,及高線(xiàn)路電壓時(shí)最大線(xiàn)路電流的近45%,這可以從圖8中所觀(guān)察到的拐點(diǎn)得到印證。

要提醒一下的是，CCFF以瞬時(shí)線(xiàn)路電流的函數(shù)形式工作：當(dāng)線(xiàn)路電流的信號(hào)表征(由FFcontrol引腳產(chǎn)生)低于2.5 V時(shí)，電路降低開(kāi)關(guān)頻率。這就是接近線(xiàn)路過(guò)零點(diǎn)時(shí)的案例，而無(wú)論這是負(fù)載多大。因此，開(kāi)關(guān)頻率在線(xiàn)路正弦波最小值時(shí)下降，即使是在重負(fù)載條件下。這就是大負(fù)載時(shí)能效也提升了的原因，最少是在高線(xiàn)路電壓條件時(shí)就是如此，此時(shí)CCFF的影響更大，因?yàn)榫€(xiàn)路電流較小。

當(dāng)瞬時(shí)線(xiàn)路電流要變得極小時(shí)(在我們的應(yīng)用中為低于最大電流電平的約5%,見(jiàn)參考資料[1])，電路進(jìn)入跳周期模式。換句話(huà)說(shuō)，在功率轉(zhuǎn)換成為低效的瞬間，電路停止工作。與不含跳周期功能的CCFF工作相比，跳周期模式進(jìn)一步提升了輕載能效(高線(xiàn)路電壓時(shí)約提升2%,滿(mǎn)載時(shí)約提升5%)。

從更普遍的意義上講，圖8顯示出CCFF在低線(xiàn)路電壓條件下低于20%負(fù)載時(shí)大幅提升能效，而在230 V高線(xiàn)路電壓條件下低于50%負(fù)載時(shí)開(kāi)始顯現(xiàn)其優(yōu)勢(shì)。

應(yīng)該注意的是，總諧波失真(THD)受跳周期模式功能的影響。即使總諧波失真相對(duì)較低，但在要提供優(yōu)異THD性能時(shí)，應(yīng)當(dāng)禁止使用跳周期模式?？梢詤⒁?jiàn)NCP1611/2評(píng)估板有關(guān)功率因數(shù)及THD的數(shù)據(jù)。

眾所周知，由于高工作開(kāi)關(guān)頻率的緣故，CrM系統(tǒng)在高線(xiàn)路電壓、輕負(fù)載時(shí)通常無(wú)法持續(xù)工作。相反，它們進(jìn)入突發(fā)模式。這種情況通常在最高線(xiàn)路電壓等級(jí)工作、20%或以下負(fù)載范圍時(shí)出現(xiàn)。圖8顯示了降低開(kāi)關(guān)頻率就克服了這個(gè)局限。因此，應(yīng)當(dāng)注意的是，CCFF進(jìn)一步提供了在低至極低功率等級(jí)時(shí)提供穩(wěn)定工作的可能性。

結(jié)論

計(jì)算開(kāi)關(guān)損耗是一個(gè)棘手的過(guò)程。本文介紹了一種預(yù)測(cè)降低開(kāi)關(guān)頻率時(shí)DCM損耗與CrM損耗相關(guān)性趨勢(shì)的方法。分析及實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)顯示：當(dāng)導(dǎo)電損耗相對(duì)于開(kāi)關(guān)損耗較小，既在線(xiàn)路電流較低時(shí)，更適宜采用頻率反走。圖2甚至顯示電流越低，最優(yōu)頻率也越低，從而在”高能效的頻率“與線(xiàn)路電流之間產(chǎn)生的關(guān)聯(lián)，這就是CCFF的工作原理……實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)確認(rèn)了在低線(xiàn)路及高線(xiàn)路電壓條件下CCFF即使在擴(kuò)展功率范圍也維持高能效比。更通俗地說(shuō)，如果啟用了跳周期模式，從5%負(fù)載到100%負(fù)載范圍下，能效都保持高于94%;而當(dāng)關(guān)閉跳周期模式時(shí)，能效底值(在5%負(fù)載時(shí)獲得)降到了92%.