控制開關(guān)頻率，優(yōu)化完整負(fù)載及線路電壓方案

簡介

環(huán)保因素已經(jīng)為當(dāng)代電源設(shè)計催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡議及其銅級、銀級和金級衍生標(biāo)準(zhǔn)(見參考資料[1])迫使臺式機(jī)及服務(wù)器制造商尋求創(chuàng)新的方案。一項重點就在于功率因數(shù)校正(PFC)段，此段跟EMI濾波器一起在低線路電壓、滿載條件下可能消耗輸出功率的5%至8%.

然而，在一般情況下，相關(guān)器件并不是總是以它們設(shè)計的最大功率工作，而只有短時間以最大功率工作。因此，要有效地節(jié)能，“綠色要求”不僅針對滿載能效。相反，這些要求傾向于因應(yīng)實際工作條件，規(guī)定在滿額功率20%、50%及100%等不同負(fù)載狀況下的最低平均能效等級，或是能效比。

因此，中低負(fù)載條件下的能效比已成為要應(yīng)對的要點。降低開關(guān)頻率是減小這些條件下功率損耗的常見選擇。要在極低功率條件下提供極高能效，這方案在中等功率等級的應(yīng)用就必須非常審慎。本文將闡釋如何管理開關(guān)頻率以提供最優(yōu)能效性能。文中將簡述電流控制頻率反走(CCFF)技術(shù)的原理。這種新方案在控制開關(guān)頻率方面極為有用，提供最優(yōu)的平均能效及輕載能效等級。

臨界導(dǎo)電模式或不連續(xù)導(dǎo)電模式

開關(guān)損耗難于精確預(yù)測。當(dāng)PFC升壓轉(zhuǎn)換器從臨界導(dǎo)電模式(CrM)跳轉(zhuǎn)到不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)時，我們還是可以根據(jù)工作模式來判定損耗趨勢。圖1顯示了這兩種模式在相同功率及線路條件下(如相同線路電流)的MOSFET電流波形。

無論在什么工作模式，線路電流是開關(guān)周期內(nèi)的電感電流的平均值，而開關(guān)周期就是PFC升壓轉(zhuǎn)換器之電磁干擾(EMI)濾波器工作的平均過程時間。

在CrM下，線路電流的計算非常簡單(1)：

如上所述，DCM下的導(dǎo)通時間就是將CrM下的導(dǎo)通時間乘以一個因數(shù)m(m>1)，以維持提供恰當(dāng)?shù)墓β省Ｒ虼?，電感峰值電流與電流周期時長均乘以導(dǎo)通時間與退磁時間之和：

圖2顯示了沒有頻率反走條件下獲得的DCM損耗相對于CrM損耗的百分比。DCM損耗與CrM損耗之比根據(jù)等式(2)來計算，α比的值在1至10之間變化。當(dāng)α為1時，頻率并未降低，因此DCM損耗及CrM損耗相等，使二者之比為100%.α值越高，當(dāng)DCM能效降低時，DCM損耗與CrMR損耗之百分比就越高;相反，當(dāng)采用頻率反走

圖2顯示出：

-當(dāng)導(dǎo)電損耗較高或處在相同范圍時，頻率反走技術(shù)增加了損耗(棕色跡線)。當(dāng)大的均方根電流在轉(zhuǎn)換器中環(huán)流時，如當(dāng)PFC段處在重負(fù)載、低線路電壓條件下，就出現(xiàn)這種情況。

-當(dāng)導(dǎo)電損耗略小于開關(guān)損耗時，就需要有限程度地降低頻率。但程度必須有限。否則，就完全泯滅了在開關(guān)損耗方面的好處，或者是無法針對導(dǎo)電損耗增加(綠色及紫色跡線)提供補(bǔ)償。這種情況與線路及負(fù)載條件相對應(yīng)，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器流動中等的電流……

-當(dāng)導(dǎo)電損耗相對于開關(guān)損耗極低時(藍(lán)色及橙色跡線)，頻率反走大幅降低總體損耗。然后，在線路電流較小的條件下，必須降低開關(guān)頻率。

應(yīng)當(dāng)注意的是，頻率反走技術(shù)帶給MOSFET開關(guān)損耗的好處被低估了DCM開關(guān)損耗為將CrM開關(guān)損耗最少除以

實驗數(shù)據(jù)

下述數(shù)據(jù)是使用以NCP1631(見參考資料[2])驅(qū)動的兩相交錯式PFC段獲得的。此控制器采用頻率鉗位臨界導(dǎo)電模式(FCCrM)工作，還具有頻率反走功能。但應(yīng)當(dāng)指出的是，與CCFF(見下一段)相比，頻率鉗位并不取決于電流電平，而是在電流半正矢波范圍內(nèi)給定功率條件下保持恒定。圖3顯示了NCP1631 300 W評估板在施加了115 Vrms輸入電壓、10%、20%及50%負(fù)載條件下的能效。調(diào)節(jié)電路的反走特性以測量20%負(fù)載條件下三種不同工作頻率時的能效，并考慮測量其它兩種負(fù)載工作條件下兩種不同工作點時的能效。下面的數(shù)據(jù)印證了輕載條件下頻率下降時能效提升，且在負(fù)載較重時開關(guān)頻率逐漸減小的情況下能效降低。[!--empirenews.page--]

電流控制頻率反走(CCFF)

沿襲這些能效考慮因素，安森美半導(dǎo)體推出了采用所謂的電流控制頻率反走(CCFF)技術(shù)以驅(qū)動PFC升壓段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，當(dāng)線路電流超過設(shè)定點時，PFC段采用傳統(tǒng)CrM工作。相反，當(dāng)電流低于此預(yù)設(shè)值時，在線路電流降低到0時，開關(guān)頻率下降到約20 kHz(見參考資料[3]和[4])。

實際上，這些控制器監(jiān)測線路電壓以構(gòu)建線路電流的信號表征。內(nèi)部計算產(chǎn)生一個電流，此電流結(jié)合外部電

對CrM PFC升壓段的開關(guān)頻率進(jìn)行鉗位通常導(dǎo)致線路電流失真，因為傳統(tǒng)電流波形原理假定采用CrM工作這種傳統(tǒng)局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半導(dǎo)體的FCCrM電路類似(如NCP1605)：集成了一個電路(稱為VTON處理模塊)來調(diào)制導(dǎo)通時間，以補(bǔ)償存在的死區(qū)時間。此模塊基于積分器(詳情參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表)，在對開關(guān)紋波進(jìn)行了恰當(dāng)濾波的條件下，其時間常數(shù)接近100 μs.

如圖5所示，在大線路電流條件下，CCFF升壓段傾向于采用CrM工作;隨著線路電流減小，控制器采用不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作。通過這種方式，即使在DCM條件下，MOSFET導(dǎo)通時間被延長，直至MOSFET漏極-源極電壓位于谷底以提供最佳節(jié)能效果。

CCFF技術(shù)進(jìn)一步催生了穩(wěn)定的谷底工作。

圖6 – NCP1612評估板在230 V、160 W條件下接近線路過零點時的工作。MOSFET漏極-源極電壓為紅色跡線，而藍(lán)色跡線代表的是MOSFET電流。

CCFF使寬負(fù)載條件下的能效曲線變得更平坦

我們基于NCP1611評估板進(jìn)行了測試(見參考資料[3])。這電路板是纖薄(厚度低于13 mm) PFC段，其設(shè)計旨在寬交流線路條件下提供160 W功率，如圖7所示。

此電路板的設(shè)計旨在采用CCFF工作。然而，通過迫使高于2.5 V時的線路電流信號表征來關(guān)閉CCFF頻率反走特性，此電路板也可以輕易地采用CrM工作。此外，通過防止線路信號表征下降至低于0.75 V,也可以關(guān)閉CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，這種多用性也支持測試三種模式：CrM、CCFF及關(guān)閉跳周期的CCFF,提供極佳的相互比較，因為它們在相同的應(yīng)用中工作，且使用相同的外部元器件。這樣一來，就可以精確地比較這三種模式。

公平地比較也要求在有可能實現(xiàn)更好的定制方案時避免過大地影響某種模式的配置。但若每種模式都相同，便可能使其中某種模式不恰當(dāng)?shù)靥幱诓焕匚?。此電路的設(shè)計要么采用自供電，要么采用外部電壓源供電。出于能效測量起見，第二種方案更宜采用，因為自供電方案中應(yīng)用電荷泵來為VCC供電的能耗與開關(guān)頻率成正比。采用自供電方案將會大幅影響輕載CrM能效。例如，測量結(jié)果顯示，在高線路電壓、20%負(fù)載時，此電荷泵可能會降低CrM能效達(dá)1%,但它不會顯著影響CCFF性能。

當(dāng)PFC段插電時，會出現(xiàn)大電流給大電容充電。此電路板包含NTC來限制浪涌電流。此NTC已經(jīng)被短路，用于測量能效。

圖8顯示了大功率范圍(從5%負(fù)載到100%負(fù)載)內(nèi)低線路及高線路電壓時的能效比。右側(cè)的CCFF能效曲線類似于傳統(tǒng)CrM PFC段。在左側(cè)的圖中，由于開關(guān)損耗的緣故，能效正常下降，直到一個拐點，此時能效又上升，這是CCFF工作的結(jié)果。如前所述，當(dāng)線路電流低于預(yù)設(shè)值時，CCFF使開關(guān)頻率作為瞬時線路電流的函數(shù)來線性下降。CCFF閾值設(shè)定為約低線路電壓時最大線路電流的20%,及高線路電壓時最大線路電流的近45%,這可以從圖8中所觀察到的拐點得到印證。

要提醒一下的是，CCFF以瞬時線路電流的函數(shù)形式工作：當(dāng)線路電流的信號表征(由FFcontrol引腳產(chǎn)生)低于2.5 V時，電路降低開關(guān)頻率。這就是接近線路過零點時的案例，而無論這是負(fù)載多大。因此，開關(guān)頻率在線路正弦波最小值時下降，即使是在重負(fù)載條件下。這就是大負(fù)載時能效也提升了的原因，最少是在高線路電壓條件時就是如此，此時CCFF的影響更大，因為線路電流較小。

當(dāng)瞬時線路電流要變得極小時(在我們的應(yīng)用中為低于最大電流電平的約5%,見參考資料[1])，電路進(jìn)入跳周期模式。換句話說，在功率轉(zhuǎn)換成為低效的瞬間，電路停止工作。與不含跳周期功能的CCFF工作相比，跳周期模式進(jìn)一步提升了輕載能效(高線路電壓時約提升2%,滿載時約提升5%)。

從更普遍的意義上講，圖8顯示出CCFF在低線路電壓條件下低于20%負(fù)載時大幅提升能效，而在230 V高線路電壓條件下低于50%負(fù)載時開始顯現(xiàn)其優(yōu)勢。

應(yīng)該注意的是，總諧波失真(THD)受跳周期模式功能的影響。即使總諧波失真相對較低，但在要提供優(yōu)異THD性能時，應(yīng)當(dāng)禁止使用跳周期模式?？梢詤⒁奛CP1611/2評估板有關(guān)功率因數(shù)及THD的數(shù)據(jù)。

眾所周知，由于高工作開關(guān)頻率的緣故，CrM系統(tǒng)在高線路電壓、輕負(fù)載時通常無法持續(xù)工作。相反，它們進(jìn)入突發(fā)模式。這種情況通常在最高線路電壓等級工作、20%或以下負(fù)載范圍時出現(xiàn)。圖8顯示了降低開關(guān)頻率就克服了這個局限。因此，應(yīng)當(dāng)注意的是，CCFF進(jìn)一步提供了在低至極低功率等級時提供穩(wěn)定工作的可能性。

結(jié)論

計算開關(guān)損耗是一個棘手的過程。本文介紹了一種預(yù)測降低開關(guān)頻率時DCM損耗與CrM損耗相關(guān)性趨勢的方法。分析及實驗數(shù)據(jù)顯示：當(dāng)導(dǎo)電損耗相對于開關(guān)損耗較小，既在線路電流較低時，更適宜采用頻率反走。圖2甚至顯示電流越低，最優(yōu)頻率也越低，從而在”高能效的頻率“與線路電流之間產(chǎn)生的關(guān)聯(lián)，這就是CCFF的工作原理……實驗數(shù)據(jù)確認(rèn)了在低線路及高線路電壓條件下CCFF即使在擴(kuò)展功率范圍也維持高能效比。更通俗地說，如果啟用了跳周期模式，從5%負(fù)載到100%負(fù)載范圍下，能效都保持高于94%;而當(dāng)關(guān)閉跳周期模式時，能效底值(在5%負(fù)載時獲得)降到了92%.