電流源設(shè)計小Tips（二）：如何解決運放振蕩問題(2)

看似只有一個輸入端Vin，但有前提條件——理想電源。

此電路共有5個輸入端，Vin、Vcc、Vee、Vp和GND。

1. Vin為設(shè)定輸入端，自然希望所有系統(tǒng)輸出都只與其相關(guān)。

2. Vcc和Vee為運放電源。通常運放只需要5mA以內(nèi)的偏流，因此只需濾波電容大于100uF既可限制紋波在可容忍的范圍內(nèi)，況且Vcc和Vee一般會有78xx穩(wěn)壓，78xx的紋波抑制能力不低于100倍即40dB，運放本身的電源抑制比至少80dB，因此Vcc和Vee的小幅變化對系統(tǒng)的影響基本可以忽略，即Vcc和Vee可視為理想電源。

3. GND也是輸入端?不錯，除非銅的電阻率為0，否則地阻抗會起作用。如果PCB嚴格一點接地，由于地阻抗造成的問題基本不用考慮。否則，PCB設(shè)計不合格。

還剩下一個Vp，雖然Vp也可由78xx得到，穩(wěn)壓前還可用大電容濾波，但MOSFET是沒有電源抑制能力的，因此Vp的波動會通過影響輸出電流(一定頻率下，系統(tǒng)調(diào)整能力是有限的)直接作用在Rsample上，并反應(yīng)在運放輸入端Vin-。

100mA的電源的紋波問題是容易處理的，如果電流達到A_級別以上，很少有便宜的穩(wěn)壓IC可以處理，雖然LT108x能達到5A，但是在Vdrop不大的情況下，如果Vdrop=3V，一般的小散熱器就會力不從心，5A只是瞬間電流儲備能力，不推薦連續(xù)使用。因此A_級別以上的電源大多直接整流濾波得到，紋波不可小視。雖然理論上2000uF/A的濾波電容已足夠抑制紋波，但那是在變壓器內(nèi)阻極低的前提下。更大電流的電源很多由可控硅調(diào)壓得到，那個紋波就更厲害，即使濾波電容很大，紋波仍可由示波器清晰看到。

如果Vp由開關(guān)電源提供，開關(guān)電源工作頻率附近的噪聲將作為輸入信號進入電路。

如果紋波頻率很低，例如100Hz，系統(tǒng)在此頻率完全可以應(yīng)對，但Vp引入的信號(紋波和噪聲)通常不是正弦波，而是非對稱三角波，上升沿和下降沿分別為電容充電和放電曲線的一部分，富含諧波，而且諧波頻率很高，但幅度逐次衰減。開關(guān)電源更是如此，由于其工作頻率很高，紋波基波幅度已經(jīng)很大，因此可能造成更顯著的問題。

紋波或其某個諧波通過Vp進入電路后，如果系統(tǒng)在此頻率上調(diào)整能力有限，將造成輸出電流波動(系統(tǒng)無法以足夠的速率相應(yīng)反向調(diào)整)，并反應(yīng)在Rsample上，進入Vin-。運放隨即調(diào)整輸出端，但能力有限，輸出端尚未調(diào)整好，紋波的幅度和相位就可能發(fā)生變化，再次通過Rsample反饋到Vin-就可能出現(xiàn)相位裕量不足的情況，從而誘發(fā)振蕩。

由電路理論出發(fā)，如果系統(tǒng)在某個頻率上控制能力(帶寬)不足，則無法抑制此頻率上的電源波動影響。因此要么提高系統(tǒng)帶寬，要么改善電源質(zhì)量。

然而，對于恒流電子負載而言，原則上要面對各種電壓源Vp，而且大多數(shù)是作為中間產(chǎn)品的實驗源，性能參差，紋波水平各異。改善電源質(zhì)量基本是句空話。提高系統(tǒng)帶寬對于穩(wěn)恒用途又實在意義不大，而且造成成本陡增。

還有一種消極但便宜而且適應(yīng)性強的處理辦法，使運放無法看到高頻率的紋波，即積分補償。

在運放Vin-和輸出端之間添加Rm、Cm串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，使Rsample上的電壓進入Vin-之前由RF、Rm和Cm進行積分濾波，使輸出電流中高次諧波成分無法(或大部分無法)進入運放。對于電子負載，積分補償更為重要。

由于RF、Rm和Cm構(gòu)成積分器，因而稱為積分補償。積分補償?shù)?dB頻率fi0dB由RF和Cm決定fi0dB=1/2piRFCm。

大于0dB頻率的紋波成分受到衰減，直至達到Rm和Cm確定的回轉(zhuǎn)(零點)頻率fiz=1/2piRmCm?；剞D(zhuǎn)的作用在于不過分降低系統(tǒng)對高頻的反應(yīng)能力。

0dB頻率至少應(yīng)低于誘發(fā)振蕩的紋波頻率10倍，已達有效衰減。

很多電路不使用Rm，即沒有回轉(zhuǎn)頻率。那一定有Cm很小(100pF左右)的前提，否則如果Cm很大，積分頻響曲線在高頻段衰減過于嚴重，將造成系統(tǒng)高頻控制力下降。對于Vp性能不太好的情況，Cm可能取值很大，因此Rm是必要的。

顯然，積分器0dB頻率越低，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但也會由于Rm、Cm和Rc、Cc構(gòu)成的局部反饋使系統(tǒng)瞬態(tài)性能降低，因此適可而止。

積分補償沒有固定的經(jīng)驗值，如果Vp質(zhì)量較好，Cm甚至可以降至22pF，反之，如果Vp質(zhì)量很差(例如電子負載通常見到的情況)，Cm可增大至1uF。

此外Cm的選擇還與運放GBW有關(guān)，GBW越高(當然要有頻率足夠高的MOSFET配合)，系統(tǒng)對于高頻的控制能力越強，Cm可越小。

Rm決定回轉(zhuǎn)頻率，通?；剞D(zhuǎn)頻率高于0dB頻率10倍以上，因此Rm大致為1/10RF=100 Ohm。

因此，如果可能，一定首先改善Vp質(zhì)量。

好在本次只做100mA的電流源，一個7824或LM317就搞定了。在此情況下Cm=1000pF足矣。fi0dB=160kHz，fiz=1.6MHz，160kHz頻率以上由Vp造成的電流紋波/噪聲可由輸出減振器網(wǎng)絡(luò)消除。

本次增加成本：

100 Ohm電阻 1只 單價0.01元，合計0.01元

1000pF/50V電容 1只 單價0.03元，合計0.03元

合計0.04元

合計成本：9.55元[!--empirenews.page--]

題外話：

Rm、Cm、Rc和Cc構(gòu)成的局部反饋問題至今懸而未決，用拉普拉斯變換，無論如何計算，運放開環(huán)直流增益都會下降至(Cs+Cm)/Cm，但實際上直流時電容是開路，運放開環(huán)直流增益不受影響。

也許是拉普拉斯變換對直流力不從心，細細想來，倒是一個簡單的問題，1/0不是無窮大，而是沒有意義。

考慮以下的電路，Vin為直流電壓，Vout是多少呢?如果用容抗計算Vout=1/2Vin，但實際上Vout=任意值。因為直流下電容沒有容抗概念。

避免輕微的超調(diào)過沖和常規(guī)電壓接口

由于噪聲增益補償?shù)膯栴}，電流源在階躍激勵下會有輕微的超調(diào)過沖，稍嚴重一點兒在示波器上能看到逐漸衰減的超調(diào)振蕩。

雖然不嚴重，但追求完美即完善細節(jié)，盡量做得比對手好一點。

如果電流源看不到陡峭的上升沿，也就不存在這個問題了。

蒙蔽它。只需一個低通濾波器。

恰好正需要一個常規(guī)電壓接口，0—0.3V估計不是標準的電壓，標準電壓一般都是2.5V/5V(DAC、基準)或7V(更好的基準)。

電阻分壓降壓即可，以2.5V為例。

(2.5/0.3)-1=7.33，如果對地電阻R4為3.3k Ohm，水平電阻為24.2k Ohm，其中設(shè)置微調(diào)R2=5k Ohm + R3=500 Ohm電位器，固定電阻R1取值22k Ohm。

對地電阻并電容C1，獲得低通濾波器，轉(zhuǎn)折頻率f=1/2piC1(R4//(R1+R2+R3))《zc=1kHz，C1》0.054uF，實際取0.1uF。

R1和R4影響電流源的溫度性能，因此必須使用低溫漂電阻。

此時Iin的影響就應(yīng)降至最低。

本次增加成本：

22k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金屬膜電阻 1只 單價0.50元，合計0.50元。

3.3k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金屬膜電阻 1只 單價0.50元，合計0.50元。

5k Bouns 10圈精密微調(diào)3296電位器 1只 單價2.00元，合計2.00元

500 Ohm Bouns 10圈精密微調(diào)3296電位器 1只 單價2.00元，合計2.00元

0.1uF/50V電容 1只 單價0.03元，合計0.03元

合計5.03元

合計成本14.58元