一些應用要求盡可能高的功率效率。例如，在某種惡劣環(huán)境下，要求DC/DC電源在高環(huán)境溫度下工作，這時就需要低功耗，以讓半導體器件的結(jié)溫保持在其額定范圍以內(nèi)。其他應用可能必須達到“能源之星”規(guī)范或者綠色模式標準的嚴格效率要求。電池供電型應用的用戶希望獲得最長的運行時間，而降低功耗可以直接延遲設備運行時間。今天，我們都知道，使用同步整流器可以降低功耗，并提高散熱性能。低功耗應用的降壓轉(zhuǎn)換器和控制器設計人員已經(jīng)在使用這種方法。另外，人們還開發(fā)了同步升壓控制器，用于解決升壓應用的功率效率問題。
典型應用
我們使用兩個典型的升壓應用來說明同步和非同步整流之間的差異。第一個是低輸入電壓應用，其可工作在低占空比下，也即輸出電壓接近輸入電壓時。這種系統(tǒng)的輸入例子是USB端口，或者一塊2節(jié)或者3節(jié)串聯(lián)電池組成的鋰離子(Li-Ion)電池組。DC/DC電源升高電壓，對2節(jié)鋰離子電池或者一臺平板電腦的電池進行充電。另一個應用增高系統(tǒng)電源軌的電壓至高輸出電壓，其可工作在更高的占空比下，這時輸出電壓遠高于輸入電壓。輸入例子為12V電源軌。功率放大器、工業(yè)計算機或者高能量密度的能量存儲，均需要高輸出電壓。
為了說明同步整流的好處，我們使用真實電路對每個應用進行測試，以比較效率和功耗。TI的TPS43060/61同步升壓控制器，用于展示這些同步設計。這些電流模式升壓控制器集成了控制與門驅(qū)動電路，用于低側(cè)和高側(cè)MOSFET.TI的TPS40210電流模式、低側(cè)開關升壓控制器用于非同步設計。
基礎操作
圖1顯示了步進(升壓)拓撲的典型結(jié)構圖。這種拓撲由低側(cè)功率MOSFET(Q1)、功率電感(L1)和輸出電容器(C1)組成。就同步拓撲而言，高側(cè)MOSFET(Q2)用于整流開關。
圖1 同步與非同步升壓電路
在非同步升壓拓撲中，使用了一個功率二極管(D1)。圖2顯示了開關和電感的電壓和電流的等效波形。在Q1“導通”期間，電感電流斜線上升，并且VOUT從VIN斷開。在此期間，輸出電容器必須為負載供電。在“斷開”期間，電感電流斜線下降，并通過整流開關對輸出電容器充電。整流器的峰值電流等于開關的峰值電流。
整流開關的選擇
非同步控制器使用一個外部功率二極管作為整流開關。選擇功率二極管時需考慮的三個主要方面是：反向電壓、正向電流和正向壓降。反向電壓應高于輸出電壓，包括開關節(jié)點振鈴余量。正向額定電流應至少等于電感器的峰值電流。正向電壓應較小，以提高效率和降低功耗。平均二極管電流等于平均輸出電流。所選二極管封裝必須能夠處理功耗。
同步控制器控制整流開關的另一個MOSFET.如果使用N通道MOSFET,則必須產(chǎn)生高于輸出電壓的電壓，以用于門驅(qū)動器。利用一個自舉電路來產(chǎn)生這種電壓。圖1包括了一個標準自舉電路的典型結(jié)構圖，其由自舉電容器(CBOOT)和自舉二極管(DBOOT)組成。在Q1“導通”期間，自舉電容器被充電至某個穩(wěn)定電壓(VCC)，其通常由一個控制器內(nèi)部的低壓降穩(wěn)壓器來調(diào)節(jié)。當Q1關閉時，電容器到接地的電壓為VOUT+VCC,并且要求電壓可用于開啟高側(cè)開關?？刂齐娐芬脖仨毟訌碗s，以確保整流開關導通之前有足夠的延遲，從而避免兩個開關同時開啟。如果出現(xiàn)這種情況，輸出電壓通過兩個開關短路至接地，引起可損壞開關的強電流。
整流開關的功耗
為了比較兩個不同整流器的效率，我們應計算出功耗。在非同步拓撲中，可使用方程式1估算出整流功率
二極管的功耗：
使用一個同步整流器時，共有兩個主要功耗源：傳導功耗和空時損耗。當?shù)蛡?cè)開關關閉時，在高側(cè)開關導通以前存在一定的時間延遲(tDELAY)。在這種延遲期間，高側(cè)開關的體二極管(V S D)導電。一般而言，這被稱作空時(停滯時間)。當高側(cè)開關開啟時，同樣存在MOSFET的RD S(O N)帶來的傳導損耗。方程式2計算占空比(D)，而方程式3估算損耗(PQ2)：
在要求低占空比的應用中，整流開關導電時間占每個開關期間的百分比更大。但是，升壓拓撲中非同步整流器的功耗與VI N變化帶來的占空比變化無關。這是因為，V I N變化使二極管所導電流的變化大小相等但方向相反。根據(jù)方程式1,整流器損耗剛好等于正向壓降乘以輸出電流。同步整流器情況下，功耗對占空比有一定的依賴度，這是因為傳導損耗由F E T的電阻引起。這與二極管不同，二極管的損耗由正向壓降引起。電阻傳導損耗因電流的平方而不同，導致對占空比的依賴性，占空比更高，傳導功耗也隨之增加。
低占空比應用的效率
為了評估低占空比應用的功率效率，我們可對同步設計和非同步設計進行比較。同步設計使用T P S43061同步升壓控制器，其與C S D86330Q3D功率模塊搭配。該功率模塊同時集成了低側(cè)和高側(cè)MOSFET.非同步設計使用T P S40210非同步升壓控制器和一個CSD17505Q5A低側(cè)開關，其規(guī)格與功率模塊類似。這種設計具有一個肖特基二極管，用于整流器，其額定電壓和電流至少為15V和7A.具有這種額定值的肖特基二極管的可用最小封裝尺寸為T O-277A(SM P C)。僅根據(jù)典型開關封裝比較解決方案尺寸，我們發(fā)現(xiàn)，非同步開關和二極管占用面積為65m m2,而同步功率模塊開關的占用面積為12m m2.后者節(jié)省了53m m2的面積。兩種設計都使用了相同的L C濾波器和750kH z開關頻率。圖3顯示了12V輸入和15V輸出的這兩種設計的效率和功耗情況。理想占空比為20%.本例中，同步整流器的好處很明顯。滿負載效率提高了約3%,而非同步設計的功耗幾乎是同步設計的兩倍。
高占空比應用的效率
為 了 評 估 高 占 空 比 應 用 的 功率效率，我們再次對同步設計和非同步設計進行比較。同步設計使用T P S43060同步升壓控制器，其有一對功率MOSFET,用于低側(cè)和高側(cè)開關。MOSFET使用30mm2的典型8引腳SON封裝。非同步設計使用TPS40210非同步升壓控制器以及一個相同的MOSFET用于低側(cè)開關。整流器的肖特基二極管額定值至少為48V和16A.肖特基整流器使用D2P A K封裝，典型面積為155m m2.相比非同步設計，同步解決方案節(jié)省了125m m2的電路板空間。兩種設計都使用相同的L C濾波器和300kH z開關頻率。理想占空比為75%.效率曲線表明，在這種應用中，使用同步整流器沒有什么好處。從2.5~3.5A負載電流，同步解決方案的效率開始提高。但是，同步整流的主要好處是要求的電路板空間更少。
輕負載效率
同步設計使用的T P S 4 3 0 6 0和T P S43061的特點是非連續(xù)導電模式(D C M)反向電流檢測，其提高了更輕負載條件下的效率。它降低了開關、電感和檢測電阻器的傳導損耗，讓輕負載效率與非同步解決方案情況相同。C CM工作期間，開關、電感和檢測電阻器的估計損耗，決定了該效率的大小。這些曲線表明了D CM下工作的轉(zhuǎn)換器的輕負載效率相對改善情況。但是，對于一些低噪應用或者要求快速輕負載瞬態(tài)響應的應用來說，犧牲高輕負載效率來讓C CM運行保持在整個負載范圍，可能是一種更好的選擇。
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