基于GaN FET的CCM圖騰柱無橋PFC

氮化鎵 (GaN) 技術(shù)由于其出色的開關特性和不斷提升的品質(zhì)，近期逐漸得到了電力轉(zhuǎn)換應用的青睞。具有低寄生電容和零反向恢復的安全GaN可實現(xiàn)更高的開關頻率和效率，從而為全新應用和拓撲選項打開了大門。連續(xù)傳導模式 (CCM)圖騰柱PFC就是一個得益于GaN優(yōu)點的拓撲。與通常使用的雙升壓無橋PFC拓撲相比，CCM圖騰柱無橋PFC能夠使半導體開關和升壓電感器的數(shù)量減半，同時又能將峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉區(qū)域內(nèi)出現(xiàn)電流尖峰的根本原因，并給出了相應的解決方案。一個750W圖騰柱PFC原型機被構(gòu)造成具有集成柵極驅(qū)動器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。

I. 簡介

當按下智能手機上的一個按鈕時，這個手機會觸發(fā)一個巨大的通信網(wǎng)絡，并且連接到數(shù)千英里之外的數(shù)據(jù)中心。承載通信數(shù)據(jù)時的功耗是不可見的，而又大大超過了人們的想象。世界信息通信技術(shù) (ICT) 生態(tài)系統(tǒng)的總體功耗正在接近全球發(fā)電量的10% [1]。單單一個數(shù)據(jù)中心，比如說位于北卡羅來納州的臉譜公司的數(shù)據(jù)中心，耗電量即達到40MW。另外還有兩個位于美國內(nèi)華達州和中國重慶的200MW數(shù)據(jù)中心正在建設當中。隨著數(shù)據(jù)存儲和通信網(wǎng)絡的快速增長，持續(xù)運行電力系統(tǒng)的效率變得越來越重要?，F(xiàn)在比以前任何時候都需要對效率進行空前的改進與提升。

幾乎所有ICT生態(tài)系統(tǒng)的能耗都轉(zhuǎn)換自AC。AC輸入首先被整流，然后被升壓至一個預穩(wěn)壓電平。下游的DC/DC轉(zhuǎn)換器將電壓轉(zhuǎn)換為一個隔離式48V或24V電壓，作為電信無線系統(tǒng)的電源，以及存儲器和處理器的內(nèi)核電壓。隨著MOSFET技術(shù)的興起和發(fā)展，電力轉(zhuǎn)換效率在過去三十年間得到大幅提升。自2007年生效以來，Energy Star(能源之星)80 PLUS效率評價技術(shù)規(guī)范 [2] 將針對AC/DC整流器的效率等級從黃金級增加到更高的白金級，并且不斷提高到鈦金級。然而，由于MOSFET的性能限制，以及與鈦金級效率要求有關的重大設計挑戰(zhàn)，效率的改進與提升正在變慢。為了達到96%的鈦金級峰值效率，對于高壓線路來說，功率因數(shù)校正 (PFC) 電路效率的預算效率應該達到98.5%及以上，對于低壓電路，這個值應該不低于96.4%。發(fā)展前景最好的拓撲是無橋PFC電路，它沒有全波AC整流器橋，并因此降低了相關的傳導損耗。[3] 對于不同無橋PFC的性能評價進行了很好的總結(jié)。這個性能評價的前提是，所使用的有源開關器件為MOSFET或IGBT。大多數(shù)鈦金級AC/DC整流器設計使用圖6中所示的拓撲 [3]，由兩個電路升壓組成。每個升壓電路在滿功率下額定運行，不過只在一半AC線路周期內(nèi)運行，而在另外周期內(nèi)處于空閑狀態(tài)。這樣的話，PFC轉(zhuǎn)換器以材料和功率密度為代價實現(xiàn)了一個比較高的效率值 [4]。通常情況下，由于MOSFET體二極管的緩慢反向恢復，一個圖騰柱PFC無法在連續(xù)傳導模式 (CCM) 下高效運行。然而，它能夠在電壓開關為零 (ZVS) 的變換模式下實現(xiàn)出色的效率值。數(shù)篇論文中已經(jīng)提到，PFC效率可以達到98.5%-99%。對于高功率應用來說，多個圖騰柱升壓電路可以交錯在一起，以提高功率水平，并且減少輸入電流紋波。然而，這個方法的缺點就是控制復雜，并且驅(qū)動器和零電流檢測電路的成本較高。此外，因此而增加的功率組件數(shù)量會產(chǎn)生一個低功率密度設計。因此，這個簡單的圖騰柱電路需要高效運行在CCM下，以實現(xiàn)高功率區(qū)域，并且在輕負載時切換至具有ZVS的TM。通過使用這個方法，可以同時實現(xiàn)高效率和高功率密度。作為一款新興半導體開關，氮化鎵 (GaN) FET正在逐漸走向成熟，并且使此類應用成為可能。Transphorm公司已經(jīng)在APEC 2013上展示了一款峰值效率達到99%的基于GaN的圖騰柱CCM PFC [9]。[10-12] 還介紹了GaN器件出色的開關特性，以及應用優(yōu)勢。為了更好地理解GaN特性，并且進一步解決應用中存在的顧慮，特別是開關頻率和交叉電流尖峰問題，這篇文章討論了：II. GaN技術(shù)概述、III. 圖騰柱CCM PFC控制、IV. 實驗和V. 結(jié)論。

II. GaN技術(shù)概述

GaN高電子遷移率晶體管 (HEMT) 首次問世是在2004年。HEMT結(jié)構(gòu)表現(xiàn)出非同尋常的高電子遷移率，這個值所表示的是一個AlGaN和GaN異構(gòu)表面附近的二維電子氣 (2DEG)。正因如此，GaN HEMT也被稱為異構(gòu)FET (HFET)，或者簡單地稱為FET?；綠aN晶體管結(jié)構(gòu)如圖1中所示 [13]。源電極和漏電極穿透AlGaN層的頂部，并且接觸到下面的2DEG。這就在源極和漏極之間形成一個低阻抗路徑，而也就自然而然地形成了一個D模式器件。通過將負電壓施加到柵極上，2DEG的電子被耗盡，晶體管被關閉。

圖1—D-mode GaN FET結(jié)構(gòu)

圖2—E-mode GaN FET結(jié)構(gòu)

增強模式 (E-mode) GaN晶體管器件使用與D-mode GaN器件一樣的基底工藝，在一個硅 (Si) 或碳化硅 (SiC) 基板頂部培養(yǎng)一層薄薄的氮化鋁 (AlN) 絕緣層。然后，高阻性GaN和一個氮化鋁鎵與GaN的異構(gòu)體被先后放置在AlN上。源電極與2DEG接觸，而漏電極與GaN接觸。對于柵極的進一步處理在柵極下形成一個耗盡層。圖2中給出了這個基本結(jié)構(gòu)。要接通FET，必須在柵極上施加一個正電壓。

B.GaN，SiC和Si的物理屬性比較

一個半導體材料的物理屬性決定了終端器件的最終性能。表1中顯示的是影響器件性能的主要屬性。

表1—GaN、SiC和Si在300 Kelvin時的材料屬性 [14-18]。

E_G是帶隙能量。E_G>1.4的半導體通常被稱為寬帶隙材料。E_G更大的材料將需要更多的能量來將電子從其鍵位上斷開，以穿越帶隙。它具有更低的泄露電流和更高的溫度穩(wěn)定性。E[!--empirenews.page--]_BR是臨界區(qū)域擊穿電壓，這個電壓會直接影響到電離和雪崩擊穿電壓電平。V_S是飽和速率。峰值電子漂移速率決定了開關頻率限值。µ是電子遷移率，它與接通電阻成反比。接通電阻與這個參數(shù)之間的關系為 [19]：

與一個Si器件相比，如圖3的品質(zhì)因數(shù)中所示，碳化硅的接通電阻減少了大約500倍，而對于一個指定尺寸的半導體來說，GaN的這些值甚至更高。

圖3—硅、碳化硅和氮化鎵理論接通電阻與阻斷電壓能力之間的關系 [16]。

過去三十年間，硅 (Si) 在功率應用中占主導地位。但是，隨著其性能接近了理論限值，性能方面的提升也變得十分有限。作為2個新興半導體材料，SiC和GaN看起來似乎是針對未來高性能應用的極有發(fā)展前途的候選材料。

C.在FET模式和二極管模式中運行的GaN器件

D-mode和E-mode GaN FET的輸出特性如圖4中所示 [13]。很明顯，D-mode器件使用起來不太方便，其原因在于，將一個功率級連接至DC輸入之前，必須在功率器件上施加一個負偏置電壓。相反地，E-mode GaN FET，正如MOSFET，通常情況下是關閉的，并且對于應用來說更加友好。然而，常開型GaN器件更加易于生產(chǎn)，并且性能要好很多 [20]。對于一個指定區(qū)域或?qū)娮?，D-mode GaN FET的柵極電荷和輸出電容比E-mode GaN FET的少一半。而這在開關電力轉(zhuǎn)換器應用中具有重大優(yōu)勢。對于高壓GaN器件來說，大多數(shù)供應商正在使用圖5中所示的，具有共源共柵LV NMOSFET結(jié)構(gòu)的D-mode GaN。LV NMOS是一種具有低R_ds-on和快速反向恢復體二極管的20V-30V硅材料N溝道MOSFET。當把一個正電壓施加到GaN共源共柵FET的漏極與源極之間時，內(nèi)部MOSFET的V_ds在FET關閉時開始上升，進而在GaN器件的柵極和源極上形成一個負電壓，從而使GaN器件關閉。通常情況下，MOSFET的V_ds將保持幾伏特的電壓，這個電壓足夠使GaN器件保持在關閉狀態(tài)。當施加柵極電壓時，MOSFET被接通，這使得MOSFET的柵極與源極短接，隨后，GaN器件被接通。在FET模式下，一個GaN共源共柵FET與具有擴展GaN電壓額定值和附加GaN電阻的集成MOSFET的工作方式十分相似。然而，GaN器件決定了輸出電容值，而這個值遠遠小于與之相對應的MOSFET的C_oss。GaN器件本身沒有體二極管，但是，當反向電流被施加到GaN共源共柵FET上時，MOSFET的體二極管首先導電，而這樣實際上就把體二極管的Vf施加到GaN器件的柵極上，隨后GaN器件被接通。這樣的話，低壓FET的體二極管運行為共源共柵開關“體二極管”。由于LV MOSFET的正向壓降和Qrr比高壓MOSFET要低，所以這樣做還是有其實際意義的。出色的體二極管運行方式是GaN共源共柵FET的其中一個主要特性和優(yōu)勢。由于對GaN共源共柵FET驅(qū)動的要求與對于傳統(tǒng)MOSFET的要求是一樣的，在應用采用方面，MOSFET的直接簡易替換也是GaN共源共柵FET的另外一個優(yōu)勢。共源共柵方法的缺點在于，集成MOSFET必須在每個開關周期內(nèi)切換。GaN共源共柵FET繼承了MOSFET開關的某些特點，其中包括大柵極電荷與反向恢復。這些特點限制了GaN器件的性能。

圖4—D-mode GaN FET(上圖)和E-mode GaN FET(下圖)的輸出特點 [13]。

圖5—GaN共源共柵FET結(jié)構(gòu)。

D.安全GaN FET

為了克服共源共柵結(jié)構(gòu)的缺點，我們在這里介紹一個全新的安全GaN FET結(jié)構(gòu)(如圖6中所示)。

圖6—安全GaN FET結(jié)構(gòu)。

這個安全GaN FET集成了一個常開型GaN器件、一個LV MOSFET、一個啟動電路和一個用于GaN器件的柵極驅(qū)動器。MOSFET的功能與其在GaN共源共柵FET結(jié)構(gòu)中的功能一樣。它確保常開型GaN器件在V_cc偏置電壓被施加前關閉。在Vcc被施加，并且柵極驅(qū)動器建立一個穩(wěn)定的負偏置電壓后，啟動邏輯電路將MOSFET打開，并在隨后保持接通狀態(tài)。由于GaN器件不具有少數(shù)載子，也就不存在反向恢復，與相對應的MOSFET相比，GaN的柵極電容要少10倍，輸出電容要低數(shù)倍。安全GaN FET完全涵蓋了GaN所具有的優(yōu)勢。出色的開關特性確保了全新的開關轉(zhuǎn)換器性能等級。還應指出的一點是，由于安全GaN FET內(nèi)沒有實際存在的體二極管，當一個負電流流經(jīng)GaN FET，并且在漏極和源極上產(chǎn)生出一個負電壓時，這個GaN器件的運行方式與二極管一樣。GaN FET在Vds達到特定的閥值時開始反向傳導，而這個閥值就是“體二極管”正向壓降。正向壓降可以很高，達到數(shù)伏特。有必要接通GaN FET來減少二極管模式下運行時的傳導損耗。

III.圖騰柱PFC CCM控制

圖騰柱PFC是一款不錯的測試工具，可以在硬開關模式中對安全GaN FET進行評估。圖7中所示的是一個常見的圖騰柱PFC電源電路。Q3和Q4是安全GaN FET;Q1和Q2是AC整流器FET，它在AC線路頻率上開關;而D1和D2是浪涌路徑二極管。當AC電壓被輸入，并且V_ac1-V_ac2處于正周期內(nèi)，Q2被接通時，Q4運行為一個有源開關，而Q3運行為一個升壓二極管。為了減少二極管的傳導損耗，Q4在同步整流模式中運行。而對于負AC輸入周期，此電路的運行方式一樣，但是具有交流開關功能。[!--empirenews.page--]

圖7—有源開關周期(上圖)和續(xù)流周期(下圖)中，正AC輸入下，圖騰柱PFC的工作方式。

正如在第II部分中描述的那樣，這個“體二極管”具有一個很明顯的正壓降。這個GaN FET應該在續(xù)流期間被接通。為了實現(xiàn)CCM運行，在插入特定的死區(qū)時間的同時，有源FET和續(xù)流FET分別在占空比D和1-D內(nèi)開關。如圖8中所示，在重負載下，電感器電流可以全為正，不過在輕負載情況下，這個電流可以變?yōu)樨摗?/p>

圖8—重負載(上圖)和輕負載(下圖)情況下的PFC電感器電流。

特定的負電流對于軟開關有所幫助，但是，過高的負電流會導致較大的循環(huán)功率和低效率。為了實現(xiàn)最優(yōu)效率，GaN FET的接通和關閉死區(qū)時間需要根據(jù)負載和線路情況進行實時控制。由于GaN FET輸出電容，C_oss，不會隨V_ds電壓的波動而大幅變化，從有源FET關閉到續(xù)流FET接通的死區(qū)時間T_d-on可以計算為，

在這里，V_o是PFC輸出電壓，而I_L-peak是峰值電感器電流。

在CCM模式下，被定義為續(xù)流FET關閉到有源FET接通的死區(qū)時間T_d-off應該盡可能保持在較小的水平。如圖9中所示，當接收到零電流檢測 (ZCD) 信號后，相應的PWM隨之被斬波，以避免出現(xiàn)一個負電流和循環(huán)功率。這樣的話，GaN FET運行為一個理想二極管，這通常被稱為理想二極管仿真 (IDE)。

圖9—理想二極管仿真控制。

為了用理想二極管仿真實現(xiàn)CCM控制，我們選擇的是UCD3138，一款融合數(shù)字控制器。這個控制器塊的功能如圖10中所示。PFC的電壓環(huán)路和電流環(huán)路分別由固件和硬件CLA執(zhí)行。通過采用將ZCD用作觸發(fā)信號的一個控制器內(nèi)部逐周期 (CBC) 硬件，可以實現(xiàn)IDE。

圖10—用于圖騰柱PFC控制的UCD3138。

為了最大限度地減少AC輸入整流器二極管的傳導損耗，如圖7中的Q1和Q2所顯示的那樣，常常用低R_{ds_on} MOSFET替換低速整流器二極管。這些MOSFET和高速GaN FET，Q3和Q4，根據(jù)AC電壓交叉點檢測值，在正負AC輸入周期之間變換工作狀態(tài)。這個任務看似簡單，但是，為了實現(xiàn)潔凈且平滑的AC交叉電流，應該將很多注意事項考慮在內(nèi)。交叉檢測的精度對于保持正確的工作狀態(tài)和運行十分重要。這個精度經(jīng)常受到感測電阻器容差和感測電路濾波器相位延遲的影響。幾伏特的計算錯誤會導致很大的電流尖峰。為了避免由整流器FET提前接通所導致的輸入AC短路，必須要有足夠的消隱時間讓Q1和Q2關閉，并且應該將這個時間插入到檢測到的交叉點上。消隱時間的典型值大約在100µs至200µs之間。由于MOSFET的輸出電容，C_oss，很明顯，Q1和Q2上的電壓應該在消隱時間內(nèi)幾乎保持恒定。在互補整流器FET被接通前，PFC保持在之前的運行狀態(tài)中，此時，施加到升壓電感器上的電壓幾乎為零，而有源GaN FET運行在幾乎滿占空比狀態(tài)下。在這一點上，接通互補整流器FET，或者在有源開關和同步開關之間變換GaN FET的這兩個功能，會在升壓電感器中形成大電壓二次浪涌，并因此導致一個較大的電流尖峰。理論上，在理想AC電壓交叉點上同時改變整流器FET和GaN FET工作狀態(tài)可以避免電流尖峰，并且保持電流環(huán)路的負反饋，不過，這在實際環(huán)境中很難實現(xiàn)。此外，任何由突然狀態(tài)變化所導致的電流尖峰會干擾電流環(huán)路，并且導致一定的電流振鈴級別。[9] 建議在交叉點上使用PFC軟啟動。顧慮在于，AC交叉檢測電路通常具有相位偏移，并且有可能不夠精確。過早或過晚的改變狀態(tài)會導致AC線路短路，或者電流環(huán)路正反饋，這會形成電流尖峰。這篇文章內(nèi)提出的一款全新可靠的控制機制就是為了確保一個平滑的狀態(tài)改變。圖11顯示的是狀態(tài)變化的時序圖。

圖11—PFC狀態(tài)變化時序圖。

輸入AC線路電壓V_{AC_L}和中間電壓V_{AC_N}被分別感測。得出的兩個感測到電壓的差值被用于AC電壓交叉檢測，這實際上是一個差分感測機制。它消除了Y_Cap電流對感測精度的影響。V_{AC_L}-V_{AC_N}的符號被用來確定輸入的正周期和負周期。V_{AC_L}-V_{AC_N}的絕對值與高壓線路的AC電壓交叉閥值V_{T_H}，以及低壓線路的V_{T_L}進行比較，以確定AC電壓是否處于交叉區(qū)域內(nèi)。如果回答是肯定的，整流器FET和升壓開關均被關閉，而控制環(huán)路的積分器被暫停。當AC電壓增加，并且存在于交叉區(qū)域內(nèi)時，相應的整流器FET被緩慢接通。通過插入一個適當?shù)闹禆艠O電阻器，可以限制接通速度。在整流器FET被接通后，一個短延遲，比如說20µs，在積分器被暫停，并且PWM輸出被再次啟用前被插入。

IV.實驗

為了評估安全GaN FET的性能，并驗證CCM圖騰柱PFC控制機制，一個運行頻率為140kHz的750W PFC電路被設計成一個測試工具。表2中列出了這個電路的主要組件參數(shù)。[!--empirenews.page--]

表2—750W PFC電路主要組件參數(shù)。

圖12和圖13顯示的是D-mode GaN FET接通和關閉波形。Vg4是柵極驅(qū)動器信號，V_ds是漏源電壓，而I_L是升壓電感器電流。

圖12—GaN FET接通波形。

圖13—GaN FET關閉波形。

如這些圖中所見，GaN FET在dv/dt的值達到79V/ns最大值時的接通時間為7ns?？梢栽陂_關結(jié)束時觀察到大約10-20V的振鈴。這個振鈴由H橋跟蹤泄露電感和H橋輸出高頻陶瓷電容器的諧振所導致。在關閉時，Vds緩慢上升，過沖電壓大約為20V。dv/dt受到GaN FET輸出電容值的限制。零GaN“體二極管”正向恢復特性最大限度地減小了電壓過沖幅度。

圖14顯示的是安全GaN FET“體二極管”正向壓降。當“體二極管”傳導的電流為2.8A時，可以觀察到大約6.6V的正向壓降。當GaN被接通時，根據(jù)器件R_{ds_on}的不同，這個電壓減少到數(shù)十mV范圍內(nèi)。一個用DC電流進行的單獨測試顯示出的正向壓降在4.3V至7.3V之間。為了最大限度地減少“體二極管”傳導損耗，有必要使用一個良好的SyncFET控制機制。

圖14—GaN FET“體二極管”正向壓降。

圖15—GaN FET反向恢復測試。

圖15中給出了ST生產(chǎn)的Turbo-2二極管STTH8R06D，Cree生產(chǎn)的SiC二極管C3D04060E，與TI生產(chǎn)的試驗安全GaN之間的反向恢復比較數(shù)據(jù)。

ST生產(chǎn)的Turbo二極管性能出色，并且在大約10年前，SiC上市時，一直在PFC應用領域占主導地位。ST Turbo二極管關閉緩慢，但是反向恢復十分明顯，而SiC二極管具有零反向恢復。無法避免的電路和器件端子泄露是導致所觀察到的振鈴的主要原因。TI的試驗GaN FET也表現(xiàn)出零反向恢復。由于較大的C_oss，與SiC的結(jié)電容相比，觀察到一個更大的振鈴，但是頻率較低。振鈴是零反向恢復的一個附帶的振鈴特性。

圖16顯示的是由不適當狀態(tài)變化和控制導致的AC電流尖峰和振鈴。在圖16上標出了導致每個尖峰和振鈴的根本原因。圖17顯示的是使用本文中所提出的控制方法后潔凈且平滑電流波形。

圖16—230 VAC輸入時的交叉波形，此時Q2硬開關接通，具有3.8V的V_{T_H}，并且積分器在消隱時間內(nèi)運行。

圖17—230 VAC輸入時的交叉波形，此時Q2軟開關接通，具有7.6V的V_{T_H}，并且積分器在消隱時間內(nèi)暫停。

圖18和圖19顯示的是450W低壓線路和750W高壓線路上的AC電流波形。可以在低壓線路上實現(xiàn)0.999功率因數(shù)和3.3%的THD，以及0.995功率因數(shù)和4.0% THD。圖20顯示的是PFC效率曲線。峰值效率在230 V_AC輸入時達到98.53%，在115V_AC輸入時達到97.1%?？稍谳p負載區(qū)域內(nèi)觀察到由部分ZVS所導致的低壓線路效率尖峰，此時，PFC運行在CCM和DCM邊界附近。

圖18—115V輸入和450W負載時的AC電壓和電流波形。

圖19--230V輸入和750W負載時的AC電壓和電流波形。

圖20—圖騰柱PFC效率。

圖21—750W圖騰柱PFC原型機。

V.結(jié)論

GaN FET表現(xiàn)出出色的開關特性。用8mm x 8mm QFN GaN FET將PFC的功率推高到750W，并且用早期的試驗GaN樣片使高壓線路輸入時的效率達到98.53%，低壓線路輸入時的效率達到97.1%，這一切從正面反映出GaN FET的潛力。借助安全GaN FET結(jié)構(gòu)，F(xiàn)ET具有零“體二極管”反向恢復，這使其成為圖騰柱或半橋硬開關應用的理想選擇。這些器件在高很多的頻率下運行，而又不受反向恢復損耗和明顯柵極損耗的影響。它在效率和物理尺寸方面代表了開關轉(zhuǎn)換器性能的全新發(fā)展水平。為了盡可能地降低“體二極管”傳導損耗，一個高精度和可靠死區(qū)時間與IDE控制機制是必須的。一個好的控制器將在確保安全GaN FET應用取得成功方面發(fā)揮重大作用。[!--empirenews.page--]

高精度AC電壓交叉檢測是在交叉區(qū)域內(nèi)實現(xiàn)平滑AC電流的前提。本文分析了電流尖峰和振鈴的根本原因，并給出了一個解決方案。提出的控制機制展示了一個實現(xiàn)平滑電流變換的可靠方法。

基于GaN的圖騰柱CCM PFC可以在輕負載時，運行在電壓開關為零 (ZVS) 的TM下，實現(xiàn)效率優(yōu)化。這個控制會復雜得多。我將在另外一篇文章內(nèi)討論CCM和電壓開關為零 (ZVS) 的TM。

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