數(shù)字下變頻器的發(fā)展和更新——第二部分

在本部分中我們將進(jìn)一步分析抽取濾波，并將其應(yīng)用于第一部分所討論的示例。此外，我們將討論Virtual Eval，該產(chǎn)品在改良的新型軟件仿真工具中融入了ADIsimADC引擎技術(shù)。Virtual Eval將用于驗(yàn)證仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的匹配程度。

在本文第一部分 《數(shù)字下變頻器的發(fā)展和更新——第一部分》 中，我們討論了在更高頻率的RF頻段中進(jìn)行頻率采樣的行業(yè)趨勢(shì)以及數(shù)字下變頻器(DDC)如何支持此類(lèi)無(wú)線電架構(gòu)。文中對(duì)AD9680系列產(chǎn)品所含DDC的幾個(gè)技術(shù)方面進(jìn)行了探討。其中一個(gè)方面就是，更高的輸入采樣帶寬允許無(wú)線電架構(gòu)在更高的RF頻率下直接采樣，并將輸入信號(hào)直接轉(zhuǎn)換為基帶。DDC可使RF采樣ADC對(duì)此類(lèi)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化，而無(wú)需處理大量的數(shù)據(jù)吞吐量。DDC中的調(diào)諧和抽取濾波機(jī)制可以用來(lái)調(diào)整輸入頻帶和濾除干擾頻率。

在第一部分中我們分析了一個(gè)示例，利用DDC中的NCO和抽取濾波來(lái)觀察DDC中頻率折疊和轉(zhuǎn)換效果的影響?，F(xiàn)在我們進(jìn)一步分析抽取濾波，以及ADC混疊如何影響抽取濾波的有效響應(yīng)。同樣，我們將以AD9680 為例進(jìn)行討論。我們對(duì)抽取濾波器響應(yīng)進(jìn)行了歸一化，使其便于查看和理解，并且可應(yīng)用于每個(gè)速度等級(jí)。抽取濾波器響應(yīng)僅與采樣速率成比例。本文的濾波器響應(yīng)圖并沒(méi)有確切具體地提供插入損耗與頻率之間的關(guān)系，而是形象地描繪了該濾波器的近似響應(yīng)情況。通過(guò)這些示例可以更好地了解抽取濾波器響應(yīng)，以便大致了解濾波器通帶和阻帶所處的位置。

如前所述，AD9680具有四個(gè)DDC，各含一個(gè)NCO，多達(dá)四個(gè)級(jí)聯(lián)的半帶(HB)濾波器(亦稱(chēng)為抽取濾波器)，一個(gè)可選性6 dB增益模塊以及一個(gè)可選復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊，如圖1所示。我們?cè)诘谝徊糠钟懻撨^(guò)，信號(hào)首先通過(guò)NCO，使輸入信號(hào)音的頻率偏移，然后通過(guò)抽取模塊，也可選擇通過(guò)增益模塊，以及選擇通過(guò)復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊。

圖1. AD9680中的DDC信號(hào)處理模塊

首先我們將討論在AD9680中使能復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊時(shí)DDC抽取濾波器的情況。這意味著DDC將配置為接受實(shí)數(shù)輸入和產(chǎn)生實(shí)數(shù)輸出。在AD9680中，復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊會(huì)使輸入頻率自動(dòng)向上偏移fS/4。圖2所示為HB1濾波器的低通響應(yīng)。這是HB1響應(yīng)，顯示了實(shí)數(shù)和復(fù)數(shù)域響應(yīng)部分。若要了解濾波器的實(shí)際運(yùn)作，首先要觀察濾波器在實(shí)數(shù)域和復(fù)數(shù)域內(nèi)的基本響應(yīng)，從而可以觀察到低通響應(yīng)。HB1濾波器有一個(gè)通帶占實(shí)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%。還有一個(gè)阻帶也占實(shí)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%，其過(guò)渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)數(shù)域，通帶和阻帶各占復(fù)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%(共77%)，而過(guò)渡帶占剩余的23%。如圖2所示，濾波器是位于實(shí)數(shù)域和復(fù)數(shù)域之間的一個(gè)鏡像。

圖2. HB1濾波器響應(yīng)—實(shí)數(shù)域和復(fù)數(shù)域響應(yīng)

現(xiàn)在我們可以觀察到，通過(guò)使能復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊將DDC置為實(shí)數(shù)模式時(shí)會(huì)發(fā)生什么情況。使能復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊會(huì)導(dǎo)致頻域中出現(xiàn)fS/4的偏移。如圖3所示，可看到頻移和產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)。注意該濾波器響應(yīng)的實(shí)線和虛線。實(shí)線和陰影區(qū)表示這是fS/4頻移后新的濾波器響應(yīng)(產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)不能跨越奈奎斯特邊界)。虛線用來(lái)顯示若未進(jìn)入奈奎斯特邊界本該存在的濾波器響應(yīng)。

圖3. HB1濾波器響應(yīng)—DDC實(shí)數(shù)模式(復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊使能)

注意，在圖2和圖3中，HB1濾波器的帶寬保持不變。兩者之間的區(qū)別是fS/4頻移和第一奈奎斯特區(qū)內(nèi)的中心頻率。然而應(yīng)注意，在圖2中，我們將奈奎斯特區(qū)的38.5%用于信號(hào)的實(shí)數(shù)部分，另38.5%用于信號(hào)的復(fù)數(shù)部分。在圖3中，復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊已使能，奈奎斯特區(qū)的77%均用于實(shí)數(shù)信號(hào)，而復(fù)數(shù)域已被丟棄。除了fS/4頻移之外，過(guò)濾器響應(yīng)保持不變。還應(yīng)注意，該轉(zhuǎn)換的一個(gè)結(jié)果是：抽取率此時(shí)等于1。有效采樣速率仍然是fS，但奈奎斯特區(qū)內(nèi)僅有77%的可用帶寬，而不是整個(gè)奈奎斯特區(qū)均可用。這意味著，當(dāng)HB1濾波器和復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊使能時(shí)，抽取率等于1(更多信息請(qǐng)參閱AD9680數(shù)據(jù)手冊(cè))。

下面我們來(lái)看看濾波器在不同抽取率(即，使能多個(gè)半帶濾波器)的響應(yīng)，以及ADC輸入頻率混疊對(duì)有效的抽取濾波器響應(yīng)有何影響。圖4中的藍(lán)色實(shí)線表示HB1的實(shí)際頻率響應(yīng)。虛線則表示因ADC混疊效應(yīng)所產(chǎn)生的HB1有效混疊響應(yīng)。由于第二、第三、第四……奈奎斯特區(qū)的輸入頻率實(shí)際上混疊到ADC的第一奈奎斯特區(qū)，因此HB1濾波器響應(yīng)有效地混疊到這些奈奎斯特區(qū)。例如，一個(gè)駐留在3fS/4的信號(hào)將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/4。HB1濾波器響應(yīng)僅駐留在第一奈奎斯特區(qū)，并且是ADC混疊導(dǎo)致了HB1的有效響應(yīng)看起來(lái)像是混疊到其他奈奎斯特區(qū)，理解這一點(diǎn)非常重要。

圖4. ADC混疊導(dǎo)致的HB1有效濾波器響應(yīng)

現(xiàn)在我們來(lái)討論HB1 + HB2使能的情況。其結(jié)果會(huì)使抽取率為2。這里的藍(lán)色實(shí)線也表示HB1 + HB2濾波器的實(shí)際頻率響應(yīng)。濾波器通帶的中心頻率仍是fS/4。HB1 + HB2使能將導(dǎo)致可用帶寬占奈奎斯特區(qū)的38.5%。同樣，請(qǐng)注意ADC的混疊效應(yīng)及其對(duì)HB1 + HB2濾波器組合的影響。一個(gè)出現(xiàn)在7fS/8的信號(hào)將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/8。類(lèi)似的，一個(gè)5fS/8的信號(hào)將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的3fS/8。這些復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊使能的示例可以從含有HB1 + HB2很方便地?cái)U(kuò)展到含有HB3和HB4濾波器二者或其中之一。注意，當(dāng)DDC使能時(shí)，HB1濾波器不可旁通，而HB2、HB3和HB4濾波器可選擇使能。

圖5. ADC混疊導(dǎo)致的HB1+HB2有效濾波器響應(yīng)(抽取率=2)

我們已經(jīng)討論了抽取濾波器使能時(shí)的實(shí)數(shù)工作模式，現(xiàn)在我們可以探討DDC的復(fù)數(shù)工作模式。仍以AD9680為例。與DDC的實(shí)數(shù)工作模式類(lèi)似，這里將展示歸一化的抽取濾波器響應(yīng)。同樣，示例濾波器響應(yīng)圖中沒(méi)有確切表明插入損耗與頻率之間的具體關(guān)系，而是形象地描繪了該濾波器的近似響應(yīng)。這樣做是為了便于更好地了解ADC混疊如何影響濾波器響應(yīng)。

在復(fù)數(shù)模式中使用DDC時(shí)，它配置為具有一個(gè)復(fù)數(shù)輸出，由實(shí)數(shù)和復(fù)數(shù)頻域(通常稱(chēng)為I和Q)構(gòu)成?；仡檲D2可知，HB1濾波器具有低通響應(yīng)，通帶為實(shí)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%。還有一個(gè)阻帶也占實(shí)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%，其過(guò)渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)數(shù)域，通帶和阻帶各占復(fù)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%(共77%)，而過(guò)渡帶占剩余的23%。

當(dāng)HB1濾波器使能，在復(fù)數(shù)輸出模式下操作DDC時(shí)，抽取率等于二，輸出采樣速率為輸入采樣時(shí)鐘的二分之一。擴(kuò)展圖2中的曲線可顯示出圖6所示的ADC混疊的影響。其中的藍(lán)色實(shí)線表示實(shí)際濾波器響應(yīng)，藍(lán)色虛線則表示因ADC混疊效應(yīng)所產(chǎn)生的濾波器的有效混疊響應(yīng)。7fS/8的輸入信號(hào)將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/8，使其位于HB1濾波器的通帶內(nèi)。同一信號(hào)的復(fù)數(shù)鏡像駐留于–7fS/8，并將在復(fù)數(shù)域混疊到–fS/8，使其位于復(fù)數(shù)域的HB1濾波器通帶內(nèi)。

圖6. ADC混疊導(dǎo)致的HB1有效濾波器響應(yīng)(抽取率=2)—復(fù)數(shù)

接下來(lái)，我們將討論HB1 + HB2使能的情況，如圖7所示。其結(jié)果會(huì)使得每個(gè)I和Q輸出的抽取率為4。這里的藍(lán)色實(shí)線也表示HB1 +HB2濾波器的實(shí)際頻率響應(yīng)。HB1 + HB2濾波器同時(shí)使能將導(dǎo)致每個(gè)實(shí)數(shù)和復(fù)數(shù)域中的可用帶寬為抽取奈奎斯特區(qū)的38.5%(fS/4的38.5%，其中fS為輸入采樣時(shí)鐘)。請(qǐng)注意ADC的混疊效應(yīng)及其對(duì)HB1 + HB2濾波器組合的影響。一個(gè)出現(xiàn)在15fS/16的信號(hào)將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/16。該信號(hào)在復(fù)數(shù)域的–15fS/16有一個(gè)復(fù)數(shù)鏡像，并將混疊到復(fù)數(shù)域第一奈奎斯特區(qū)的–fS/16。同理，這些示例也可以擴(kuò)展到HB3和HB4均使能的情況。本文中并未顯示這些內(nèi)容，但根據(jù)圖7所示的HB1 + HB2響應(yīng)很容易推算出來(lái)。

圖7. ADC混疊導(dǎo)致的HB1 + HB2有效濾波器響應(yīng)(抽取率=4)—復(fù)數(shù)

看到所有這些抽取濾波器響應(yīng)，您的腦海里可能會(huì)有這樣的問(wèn)題："我們?yōu)槭裁匆槿?"以及"這樣做有什么好處?"不同的應(yīng)用具有不同的要求，而這些要求可以從ADC輸出數(shù)據(jù)的抽取中獲利。其中一個(gè)原因是要增大RF頻帶中某段狹窄頻帶上的信噪比。另一個(gè)原因是為了使處理帶寬更小，這樣可使JESD204B接口的輸出通道速率降低，從而便于使用低成本的FPGA。通過(guò)使用全部四個(gè)抽取濾波器，DDC可實(shí)現(xiàn)處理增益，并使SNR改善達(dá)10 dB。在表1中，我們可以看到當(dāng)DDC工作于實(shí)數(shù)模式和復(fù)數(shù)模式時(shí)，不同的抽取濾波器選擇所提供的可用帶寬、抽取率、輸出采樣速率和理想SNR改善情況。

表1. DDC濾波器特性(AD9680)

關(guān)于DDC工作模式的討論有助于深入了解AD9680中抽取濾波器的實(shí)數(shù)工作模式和復(fù)數(shù)工作模式。采用抽取濾波可提供多個(gè)好處。DDC可工作于實(shí)數(shù)模式或復(fù)數(shù)模式，允許用戶(hù)根據(jù)特定應(yīng)用的需求采用不同的接收器拓?fù)?。結(jié)合第一部分所述的內(nèi)容，還有助于探討采用AD9680的一個(gè)真實(shí)示例。該示例將綜合實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)和Virtual Eval中導(dǎo)出的仿真數(shù)據(jù)，以便于比較結(jié)果。

在此例中我們將采用在第一部分中曾使用的相同條件。輸入采樣 速率為491.52 MSPS，輸入頻率為150.1 MHz。NCO頻率為155 MHz， 抽取率設(shè)為4(由于NCO分辨率，實(shí)際NCO頻率為154.94 MHz)。因 此，輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于DDC進(jìn)行復(fù)數(shù)混頻，因此 分析中包含復(fù)數(shù)頻域。注意，圖8中添加了抽取濾波器的響應(yīng)， 以深紫色曲線表示。

圖8. 信號(hào)通過(guò)DDC信號(hào)處理模塊—抽取濾波

NCO偏移后的頻譜：

1.基頻從+150.1 MHz下移至–4.94 MHz。

2.基頻鏡像從–150.1 MHz開(kāi)始偏移，并繞回至+186.48 MHz。

3.二次諧波從191.32 MHz下移至36.38 MHz。

4.三次諧波從+41.22 MHz下移至–113.72 MHz。

2倍抽取后的頻譜：

1.基頻位于–4.94 MHz。

2.基頻鏡像向下轉(zhuǎn)換至–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

3.二次諧波位于36.38 MHz。

4.三次諧波由HB1抽取濾波器衰減。

4倍抽取后的頻譜：

1.基頻位于–4.94 MHz。

2.基頻鏡像位于–59.28 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

3.二次諧波位于-36.38 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

4.三次諧波經(jīng)過(guò)濾波，基本由HB2抽取濾波器完全消除。

AD9680-500的實(shí)測(cè)結(jié)果如圖9所示。基頻位于–4.94 MHz?；l鏡像位于–59.28 MHz，幅度為–67.112 dBFS，意味著鏡像衰減了大約66 dB。二次諧波位于36.38 MHz，并衰減了大約10至15 dB。三次諧波經(jīng)過(guò)充分濾波，實(shí)測(cè)結(jié)果不高于噪底。

圖9. 信號(hào)經(jīng)過(guò)DDC后的FFT復(fù)數(shù)輸出(NCO = 155 MHz，4倍抽取)

現(xiàn)在可使用Virtual Eval來(lái)觀察仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果的對(duì)比情況。首先，從網(wǎng)站上打開(kāi)該工具，并選擇要仿真的ADC(見(jiàn)圖10)。Virtual Eval工具在ADI網(wǎng)站的Virtual Eval下。Virtual Eval中的AD9680模型含有一項(xiàng)新開(kāi)發(fā)的功能，允許用戶(hù)仿真不同的ADC速度等級(jí)。由于此示例使用了AD9680-500，所以該功能很重要。Virtual Eval加載后，首先提示選擇產(chǎn)品類(lèi)別和產(chǎn)品。注意，Virtual Eval中不僅涵蓋高速ADC，而且包含精密ADC、高速DAC以及集成/專(zhuān)用轉(zhuǎn)換器這些產(chǎn)品。

圖10. Virtual Eval中的產(chǎn)品類(lèi)別和選型

從產(chǎn)品列表中選擇AD9680。這將會(huì)打開(kāi)AD9680仿真的主頁(yè)。VirtualEval中的AD9680模型還含有一個(gè)框圖，詳細(xì)介紹了ADC模擬功能和數(shù)字功能的內(nèi)部配置。該框圖與AD9680數(shù)據(jù)手冊(cè)中的框圖相同。在此頁(yè)面的左側(cè)下拉菜單中選擇所需的速度等級(jí)。對(duì)于本例，速度等級(jí)選擇500 MHz，如圖11所示。

圖11. Virtual Eval中的AD9680速度等級(jí)選擇和框圖

然后，為了執(zhí)行FFT仿真，必須設(shè)定輸入條件(見(jiàn)圖12)?；仡櫼幌拢纠臏y(cè)試條件包含一個(gè)491.52 MHz的時(shí)鐘速率和一個(gè)150MHz的輸入頻率。DDC使能，NCO頻率設(shè)為155 MHz，ADC輸入設(shè)為Real(實(shí)數(shù))，復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊(C2R)為Disabled(禁用)，DDC抽取率設(shè)為Four(4)，DDC中的6 dB增益為Enabled(使能)。這意味著DDC將設(shè)為具有實(shí)數(shù)輸入信號(hào)和復(fù)數(shù)輸出信號(hào)，并且抽取率為4。DDC中的6 dB增益使能是為了補(bǔ)償DDC中混頻處理所導(dǎo)致的6 dB損耗。Virtual Eval每次只能顯示噪聲或失真其中一種結(jié)果，因此文中列出兩個(gè)圖表，分別用來(lái)顯示噪聲結(jié)果(圖12)和失真結(jié)果(圖13)。

圖12. Virtual Eval中的AD9680 FFT仿真—噪聲結(jié)果

圖13. Virtual Eval中的AD9680 FFT仿真—失真結(jié)果

Virtual Eval中可顯示許多性能參數(shù)。該工具可提供基頻鏡像的位置以及各諧波位置，這對(duì)于頻率規(guī)劃非常方便。還允許用戶(hù)查看基頻鏡像或任何諧波信號(hào)音是否出現(xiàn)在所需的輸出頻譜內(nèi)，從而使得頻率規(guī)劃更輕松。Virtual Eval仿真得出SNR值為71.953 dBFS，SFDR為69.165 dBc。但需考慮一下，基頻鏡像通常不會(huì)出現(xiàn)在輸出頻譜中，如果我們消除雜散信號(hào)，那么SFDR為89.978 dB(若參考的輸入功率是–1 dBFS，則為88.978 dBc)。

圖14. AD9680 FFT測(cè)量結(jié)果

Virtual Eval仿真器在計(jì)算SNR時(shí)不包括基頻鏡像。請(qǐng)務(wù)必調(diào)整VisualAnalog?中的設(shè)置，忽略測(cè)量結(jié)果中的基頻鏡像，以得到正確的SNR。該方法適用于對(duì)基頻鏡像不在所需頻帶內(nèi)的情況進(jìn)行頻率規(guī)劃。SNR的實(shí)測(cè)結(jié)果為71.602 dBFS，非常接近于Virtual Eval中的仿真結(jié)果71.953 dBFS。與之類(lèi)似，實(shí)測(cè)的SFDR為91.831 dBc，非常接近于仿真結(jié)果88.978 dBc。

Virtual Eval能夠準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)硬件行為，表現(xiàn)極為出色。您只需一把舒適的椅子，一杯熱茶或咖啡，即可預(yù)測(cè)出器件行為。特別是對(duì)于帶有DDC的ADC(如AD9680)，Virtual Eval能夠很好地仿真ADC的各種性能(包括鏡像和諧波)，便于用戶(hù)進(jìn)行頻率規(guī)劃，并且盡可能將這些干擾信號(hào)保持在頻帶外。隨著載波聚合和直接射頻采樣得到越來(lái)越多的應(yīng)用，工具箱內(nèi)備有類(lèi)似于Virtual Eval的工具將會(huì)使您的工作得心應(yīng)手。此類(lèi)工具能夠準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)ADC性能，幫助系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員為某些應(yīng)用(如通信系統(tǒng)、軍事/航空航天雷達(dá)系統(tǒng)以及許多其他類(lèi)型的應(yīng)用)設(shè)計(jì)進(jìn)行適當(dāng)?shù)念l率規(guī)劃。建議您充分利用ADI新一代ADC器件的數(shù)字信號(hào)處理功能優(yōu)勢(shì)。同時(shí)建議您使用Virtual Eval來(lái)規(guī)劃您的下一個(gè)設(shè)計(jì)，提前構(gòu)想預(yù)期性能。