二極管箝位級聯(lián)拓?fù)湓谥彬?qū)風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用研究
0 引言
為滿足風(fēng)力發(fā)電對高壓、大功率和高品質(zhì)變流器的需求，多電平變流器拓?fù)涞玫搅藦V泛關(guān)注。變流器采用多電平方式后，可以在常規(guī)功率器件耐壓基礎(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)高電壓等級，獲得更多級(臺(tái)階)的輸出電壓，使波形更接近正弦，諧波含量少，電壓變化率小，并獲得更大的輸出容量。多電平變流器具體電路拓?fù)淇煞譃?類：二極管箝位型、雙向開關(guān)互聯(lián)型、飛跨電容型、兩電平變流器組合型、單相H橋級聯(lián)型等。其中單相級聯(lián)H橋型和二極管中點(diǎn)箝位型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，控制靈活，近年來在大功率變頻調(diào)速、無功補(bǔ)償、大功率穩(wěn)壓電源等方面均有較多的應(yīng)用；在PWM控制方法中，研究較多的是特定諧波消除PWM調(diào)制、多載波SPWM調(diào)制、載波相移SPWM調(diào)制和空間矢量調(diào)制等。
雖然級聯(lián)H橋型多電平拓?fù)浜投O管中點(diǎn)箝位三電平拓?fù)涞膽?yīng)用已經(jīng)比較成熟，但是當(dāng)需要的電平數(shù)進(jìn)一步增加時(shí)，前者需要更多的獨(dú)立直流電源，后者則需要更多的箝位器件并存在電容電壓平衡的問題，所以，目前二極管箝位多電平以三電平和五電平為主。因此，將級聯(lián)H橋和二極管箝位三電平拓?fù)湎嘟Y(jié)合，則可以利用兩者的優(yōu)勢，針對這種結(jié)構(gòu)有不同的控制方法，如消諧波SPWM控制、SVPWM控制等。
本文針對二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓?fù)洌岢隽艘环N消諧波SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的控制方法，通過采用不同相位的三角載波，使二極管箝位五電平H橋能夠方便地產(chǎn)生多電平輸出，同時(shí)使五電平功率單元可以方便地級聯(lián)在一起。對這種拓?fù)湓谟来胖彬?qū)風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用進(jìn)行了初步探索，采用18相永磁同步發(fā)電機(jī)+移相變壓器+12脈波整流器+二極管箝位五電平級聯(lián)H橋，能夠進(jìn)一步提高輸出電壓和功率等級，為風(fēng)力發(fā)電輸出不用升壓變壓器即可直接并入中壓電網(wǎng)提供了進(jìn)一步的可能性。
1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析
圖1是本文采用的二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓?fù)湓谥彬?qū)型變速恒頻風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用原理圖，其中圖1(a)為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡圖，圖1(b)為二極管箝位五電平H橋功率單元原理圖。圖1(a)中風(fēng)電機(jī)組拖動(dòng)多相永磁同步發(fā)電機(jī)，永磁同步發(fā)電機(jī)為18相電機(jī)，共有6組輸出繞組，每組繞組間相位差20°，每組繞組分別進(jìn)入二極管箝位功率單元，共有6個(gè)功率單元構(gòu)成三相逆變器，每2個(gè)功率單元進(jìn)行級聯(lián)構(gòu)成一相輸出，三相輸出通過濾波電感并入電網(wǎng)。圖1(b)中，輸入為永磁同步發(fā)電機(jī)的一組三相繞組，經(jīng)過三繞組移相變壓器，移相變壓器為DDY結(jié)構(gòu)，匝比為1:1:，副邊兩路輸出的相位差30°，由12脈波二極管整流器整流得到獨(dú)立的直流電源，其中直流側(cè)電容由兩個(gè)電解電容串聯(lián)構(gòu)成，電容的中點(diǎn)作為二極管箝位功率電路的中點(diǎn)，并且和兩個(gè)6脈波二極管整流器的中點(diǎn)連接，直流電經(jīng)過二極管箝位五電平H橋進(jìn)行逆變，輸出單相交流電。由功率單元1、2、3分別和4、5、6級聯(lián)構(gòu)成三相輸出。
圖1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以概括為多相永磁同步發(fā)電機(jī)+移相變壓器+12脈波整流器+三相二極管箝位級聯(lián)逆變器，其中功率單元的結(jié)構(gòu)為移相變壓器+12脈波整流器+二極管箝位五電平H橋逆變器。采用這樣的電路結(jié)構(gòu)方便進(jìn)行模塊化設(shè)計(jì)，能夠在常用功率器件電壓等級的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步提高系統(tǒng)的功率等級和電壓等級，隨著多相永磁同步發(fā)電機(jī)應(yīng)用的不斷增加，可以方便地提供多路獨(dú)立直流電源，電壓等級的提高使輸出不用接變壓器即可并入更高一級的電網(wǎng)成為可能。
使用移相變壓器和12脈波整流器構(gòu)成變流器的輸入環(huán)節(jié)，實(shí)現(xiàn)簡單，可靠性高，能夠在發(fā)電機(jī)側(cè)獲得接近正弦波的電流波形，提高電機(jī)側(cè)的功率因數(shù)，有效降低電機(jī)的損耗；二極管箝位五電平H橋單元構(gòu)成的功率單元，能夠和常規(guī)H橋一樣方便地進(jìn)行級聯(lián)，二極管箝位電路中點(diǎn)與12脈波整流器中點(diǎn)連接，能夠有效保持每個(gè)功率單元中點(diǎn)電位的平衡，從而降低了控制的難度。輸出電壓電平數(shù)的增加，可以大大降低輸出THD和dv／dt，使逆變器功率器件的開關(guān)頻率進(jìn)一步降低，從而減小開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)效率，同時(shí)減小輸出濾波電感的體積和重量，降低濾波器的成本。
2 控制原理
消諧波SPWM可以直接用于二極管箝位型、電容箝位型多電平電路，也適用于其他類型的多電平結(jié)構(gòu)，載波相移SPWM一般用在級聯(lián)H橋型、電容箝位型多電平電路。本文針對圖1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用消諧波SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的調(diào)制方法，能夠較好地應(yīng)用在二極管箝位五電平級聯(lián)H橋電路中。
圖2是所采用的載波調(diào)制原理圖，其中圖2(a)是a相二極管箝位功率單元級聯(lián)結(jié)構(gòu)圖，圖2(b)是載波調(diào)制方法原理圖，以a相為例進(jìn)行說明。圖2(a)中，二極管箝位五電平H橋功率單元1和單元4級聯(lián)構(gòu)成a相輸出，假設(shè)圖2(a)中功率單元1的兩個(gè)三電平橋臂自左而右分別為橋臂1和橋臂2，功率單元4的兩個(gè)三電平橋臂自左而右分別為橋臂3和橋臂4，對應(yīng)圖2(b)中，載波uc1、uc2和uc3、uc4分別為橋臂1和橋臂2使用的載波，載波uc5、uc6和uc7、uc8分別為橋臂3和橋臂4使用的載波，ua為a相正弦參考波。載波uc1、ucz和uc3、uc4，uc5、uc6和uc7、uc8為幅值、相位完全一樣但位置不同的三角載波，對應(yīng)功率單元中的每個(gè)橋臂，采用的是消諧波SPWM方法，橋臂1、2、3、4之間是載波相移SPWM方法，假設(shè)橋臂1的載波相位為0°，則橋臂2的載波相位為180°，橋臂3的載波相位為90°，橋臂4的載波相位為270°，因此圖2所示的載波調(diào)制方法是消諧波SPWM和載波相移SPWM的結(jié)合。以功率單元1為例說明，橋臂1的4個(gè)功率器件，S1和S3的驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，S2和S4的驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，ua與載波uc1進(jìn)行比較作為S1的驅(qū)動(dòng)信號，當(dāng)ua>uc1時(shí)驅(qū)動(dòng)為正，否則為負(fù)，同樣ua與uc2比較作為S2的驅(qū)動(dòng)信號；橋臂2的4個(gè)功率器件，S5和S7的驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，S6和S8的驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，ua與載波uc3進(jìn)行比較作為S8的驅(qū)動(dòng)信號，當(dāng)ua>uc3時(shí)驅(qū)動(dòng)為正，否則為負(fù)，同樣ua與uc4比較作為S7的驅(qū)動(dòng)信號。同樣道理可以得到功率單元4的驅(qū)動(dòng)波形。分別以三相正弦波作為調(diào)制波，即可得到三相二極管級聯(lián)逆變器所有功率器件的驅(qū)動(dòng)波形。
采用圖2所示的載波調(diào)制方法，能夠結(jié)合消諧波SPWM和載波相移SPWM兩種方法的優(yōu)勢，前者輸出諧波特性較好，后者容易保持各橋臂間的功率平衡。同時(shí)采用這種方法能使逆變器在輸出九電平的情況下等效載波頻率加倍，可以降低器件的開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗，提高逆變器效率，降低輸出濾波器的體積和重量。
3 仿真結(jié)果
根據(jù)以上拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制原理，利用仿真軟件PSIM6．0搭建了系統(tǒng)模型。仿真參數(shù)如下：每一支路的直流側(cè)電壓為±400V，直流側(cè)電容為3400μF(6800μF兩串)，功率器件為IGBT和二極管，為簡化仿真，輸出采用LC濾波+星接阻，開關(guān)頻率為3kHz。
以下主要給出三相二極管箝位五電平級聯(lián)H橋逆變器的仿真波形。圖3所示是一相的相電壓仿真波形及其FFT分析，從圖3(a)可以看出，輸出相電壓波形為9電平，最高平臺(tái)電壓為1．6kV，圖3(b)為對應(yīng)的FFT分析，可見諧波主要集中在開關(guān)頻率的4n(n=1，2，3…)倍頻率處，也即12kHz的整數(shù)倍頻率附近，可見采用這種控制方法，使逆變器的等效開關(guān)頻率提高為原來的4倍。
圖4為線電壓的仿真波形及其FFT分析，因?yàn)橄嚯妷翰ㄐ螢?電平，因此理論上線電壓波形可以得到17電平輸出，這一點(diǎn)在圖4(a)中得到了證實(shí)，對線電壓進(jìn)行FFT分析，見圖4(b)，諧波同樣集中在12kHz的整數(shù)倍頻率附近。
圖5是a相電流的仿真波形及其FFT分析。從圖5(a)中可以看到，輸出電流波形非常接近正弦波，圖5(b)顯示諧波含量非常小。
4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
根據(jù)系統(tǒng)原理和仿真結(jié)果構(gòu)建了實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。
實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：移相變壓器變比為1:1:，直流側(cè)電容為兩個(gè)6800μF電解電容串聯(lián)，逆變器功率模塊采用三菱公司IPM模塊，控制器采用TMS320F2407+FPGA，負(fù)載參數(shù)與仿真相同，L=3mH，C=50μF，R=50Ω；輸出電壓頻率為50Hz，開關(guān)頻率為3kHz。由于受實(shí)驗(yàn)條件限制，實(shí)驗(yàn)中直流側(cè)電壓相對較低，將在隨后的研究中進(jìn)一步提高電壓等級。
以下是部分實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖6是輸入側(cè)電壓電流和直流側(cè)電壓波形，其中uia(Ch1)和iia(Ch3)分別是移相變壓器輸入側(cè)a相電壓和電流波形，udc是直流側(cè)電壓(Ch2)波形。從圖中可以看到，電流波形接近正弦波，和輸入電壓的相位基本一致，可見通過移相變壓器和12脈波整流器，能夠明顯改善輸入側(cè)的電流波形質(zhì)量，提高輸入功率因數(shù)，降低發(fā)電機(jī)的諧波損耗，通過12脈波整流器得到的直流側(cè)電壓較為平穩(wěn)，能夠滿足逆變器的需要。
圖7是a相輸出電壓和電流波形，其中uoam是相電壓波形(Ch1)，ioa是電流波形(Ch2)。從圖中可以看到，輸出相電壓波形為9電平，電流波形經(jīng)過電感濾波后，波形質(zhì)量也比較高，對應(yīng)的諧波成份也比較少。
5 結(jié)語
本文采用的二極管箝位五電平H橋級聯(lián)拓?fù)?，結(jié)合了兩種多電平拓?fù)涞膬?yōu)勢，使輸出電壓在常規(guī)二極管箝位三電平電路的基礎(chǔ)上有了較大提高，相對于常用的單相級聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)，需要較少的獨(dú)立直流源，結(jié)合12脈波整流電路，對其在直接驅(qū)動(dòng)型風(fēng)電系統(tǒng)中的應(yīng)用進(jìn)行了初步探索，而多相永磁同步發(fā)電機(jī)目前的應(yīng)用也逐漸增多，可以提供所需的多路獨(dú)立直流電源。采用消諧波SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的載波調(diào)制方法，通過多路相位不同的三角載波與調(diào)制波比較，產(chǎn)生功率器件需要的驅(qū)動(dòng)脈沖，控制簡單，實(shí)現(xiàn)方便，基于DSP+FPGA的脈沖發(fā)生電路，使多路驅(qū)動(dòng)的產(chǎn)生變得簡單。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，把消諧波SPWM和載波相移SPWM相結(jié)合的控制方法應(yīng)用于二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓?fù)渲?，能夠進(jìn)一步提高輸出功率和電壓等級，提高等效載波頻率，降低器件的開關(guān)損耗和輸出濾波器的體積，為直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)在輸出沒有變壓器的情況下直接并入中壓電網(wǎng)提供了可能。
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