在離線應(yīng)用中采用UCC28056來優(yōu)化效率和待機功耗

時間：2019-05-24 14:09:11

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[導(dǎo)讀]現(xiàn)代產(chǎn)品法規(guī)要求更低的待機功耗和更高的效率。滿足這些要求的策略可能是使用復(fù)雜的電源時序控制關(guān)閉部分電源系統(tǒng)以提高輕載效率。此外，關(guān)閉如PFC等電源系統(tǒng)的部分需要將下游功率轉(zhuǎn)換器設(shè)計用于寬輸入電壓范圍。UCC28056架構(gòu)和突發(fā)模式等功能使設(shè)計能夠滿足這些現(xiàn)代電源要求，使PFC級在所有電源模式下保持開啟狀態(tài)。

1前言

隨著產(chǎn)品法規(guī)持續(xù)要求在這些關(guān)鍵領(lǐng)域提高性能，效率和待機功耗已成為離線應(yīng)用中關(guān)注的重點。這種關(guān)注需要采用復(fù)雜的功率策略以滿足這些要求，例如在低功耗模式下關(guān)閉PFC。這種策略雖然有效，但極大地增加了系統(tǒng)設(shè)計的復(fù)雜性，也增加了PFC下游的DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計的負擔，使其無法處理更寬的輸入電壓范圍。UCC28056器件專為解決此問題而設(shè)計，可在整個負載范圍內(nèi)保持高效率，使設(shè)計人員即使在低功率模式下也能保持PFC開啟狀態(tài)。本應(yīng)用指南介紹了使用UCC28056優(yōu)化過渡模式PFC設(shè)計以提高效率和待機功耗的設(shè)計決策。

2 功耗標準

表1和表2總結(jié)了美國能源部（DOE）VI級對銘牌輸出功率為50 mW及以上的應(yīng)用的功耗要求。

表1.DOE VI級（50 W至249 W）

表2.DOE VI級（>250 W）

表3總結(jié)了《歐盟行為準則》（CoC）II級對銘牌輸出功率為50 W至250 W的應(yīng)用的功耗要求。在撰寫本文時，未獲知銘牌輸出功率大于250 W的要求。

表3.CoC II級功耗要求

應(yīng)該注意的是，CoC II級考慮了10％負載下的輕載效率點，該負載下的效率通常因靜態(tài)損耗和較低的輸出功率而受到影響。在10％負載下效率較低，因此在其他四個調(diào)節(jié)效率點上需要更高的效率以滿足最小平均效率。

3 優(yōu)化效率和待機功耗

為了說明優(yōu)化待機功耗和效率的方法，請考慮以下85 VAC至265 VAC，165 W設(shè)計，如圖1所示。

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圖1.UCC28056設(shè)計示例

4 突發(fā)模式運行

UCC28056實現(xiàn)了突發(fā)模式功能，進一步改善了輕載效率和待機功耗。此外，在進入突發(fā)模式后，導(dǎo)通時間脈沖寬度在前4個開關(guān)周期內(nèi)斜坡上升。此外，在退出突發(fā)模式之前，導(dǎo)通時間脈沖寬度在最后4個開關(guān)周期內(nèi)斜坡下降。這種軟導(dǎo)通和軟關(guān)斷策略在進入突發(fā)模式后在前4個周期內(nèi)增加線路電流，并在最后4個周期內(nèi)降低線電流。此功能可在輕載條件下限制可聽噪聲和對EMI濾波器的干擾。

進入和退出突發(fā)模式通過應(yīng)用于COMP引腳電壓的兩個比較器閾值實現(xiàn)。兩個比較器閾值的平均電壓約為V_{COMP_Max}的11％，這意味著在每個突發(fā)周期期間傳遞的功率約為最大輸出功率的11％。

在突發(fā)開啟期間，PFC級的效率大約等于PFC轉(zhuǎn)換器在11％負載下的效率。在突發(fā)關(guān)閉期間，UCC28056的電流消耗降至125μA。在沒有轉(zhuǎn)換動作發(fā)生的突發(fā)關(guān)閉期間的功率損耗主要由PFC級內(nèi)的靜態(tài)功率損耗決定。等式1提供了待機功耗性能的近似值

當PFC級上的負載降低到10％以下時，突發(fā)期間的頻率也會降低，以保持輕負載的高效率。

5 限制靜態(tài)損耗

電路內(nèi)器件的靜態(tài)損耗會提高待機功耗。例如橋式整流器、升壓二極管和MOSFET中的傳導(dǎo)損耗，本節(jié)為選擇合適的值以降低PFC級中的功率損耗提供了指導(dǎo)。

5.1 分壓器

VOSNS引腳連接到內(nèi)部跨導(dǎo)放大器的反相輸入，用于通過電阻分壓器設(shè)置PFC級輸出調(diào)節(jié)點。由于典型的PFC輸出電壓約為400 V，因此反饋分壓器中的靜態(tài)功率損耗可能很大，并且是導(dǎo)致高待機功耗的主要原因之一。等式2是VOSNS分壓器中的靜態(tài)功耗：

其中V_BLK是PFC級的輸出電壓，R_OS1是分壓器的頂部電阻，R_OS2是分壓器的底部電阻。對于400 V的輸出電壓和1MΩ的總反饋電阻，反饋分壓器的靜態(tài)損耗為160 mW。因此，使用盡可能大的反饋電阻是有利的。但是，由于V_OSNS偏置電流I_OSNSBias的影響，較大的R_OS1值會導(dǎo)致調(diào)節(jié)精度下降。等式3顯示了調(diào)節(jié)精度與R_OS1電阻之間的關(guān)系：

其中I_OSBias是V_OSNS引腳的偏置電流。最大I_OSNSBias電流為100 nA。等式4確保由于I_OSNSBias造成的輸出電壓調(diào)節(jié)降低不到1％：

1對于390 V的輸出電壓，R_OS1的最大值為39MΩ。可以使用等式5計算R_OS2的相應(yīng)值，其中V_OSReg是基準電壓，2.5 V：

如果使用3×10-MΩ電阻作為R_OS1，使用100kΩ+93.1kΩ作為R_OS2，則V_OSNS分壓器的總待機功耗為5 mW。

5.2 UCC28056 + UCC25630x反饋/ BLK分壓器

對于在PFC級下游使用LLC轉(zhuǎn)換器的AC/DC系統(tǒng)，可以將V_OSNS電阻分壓器配置為用作過渡模式升壓PFC級的反饋分壓器和LLC控制器UCC25630x的BLK引腳分壓器，如圖2所示。這種方法通過消除整個AC/DC系統(tǒng)解決方案中的額外高壓分壓器，大大降低了靜態(tài)功耗。

圖2.UCC28056和UCC25630x的結(jié)合高壓分壓器

為了適應(yīng)UCC28056和UCC25630x的不同電阻分壓比，需要兩個電阻抽頭。將PFC儲能電壓設(shè)置為390 V時，V_OSNS分壓比K_OS等于156，如等式6所示。K_BLK由LLC預(yù)期打開時的最小PFC儲能電壓決定。當儲能導(dǎo)通閾值為3.05 V，所需的導(dǎo)通閾值為340 V時，BLK分壓比K_BLK等于111.5，如等式7所示：

在本例中，選擇上分壓電阻R_OS11，由3個串聯(lián)的3.24 MΩ，1206 SMT電阻組成，如等式8所示：

同時求解等式6和等式7，得到等式9：

然后使用以下等式找到相應(yīng)的R_OS2：

這兩個電阻可以使用標準電阻值實現(xiàn)，如等式11和等式12所示：

該組合電阻分壓器的總功耗為15.5 mW。

5.3 ZCD/CS分壓器

在突發(fā)關(guān)閉條件下，ZCD/CS分壓器的功耗最高。在這種狀態(tài)下，漏極電壓近似于等于線路電壓峰值的DC電壓。ZCD/CS分壓器的峰值功耗如等式13所示：

其中R_ZC1是ZCD/CS分壓器頂部電阻的電阻，R_ZC2是ZCD/CS分壓器底部電阻的電阻。與V_OSNS分壓器非常相似，可以通過ZCD引腳檢測精度的小幅折衷增加R_ZC1和R_ZC2的電阻。等式14將ZCD偏置電流引起的精度下降限制在1％以下：

分壓器鏈中的上部電阻R_ZC1必須在浪涌測試下承受峰值輸出電壓。對于耐用的解決方案，此位置的電阻應(yīng)具有高于升壓MOSFET雪崩額定值的額定電壓。3個1206 SMT，3.24MΩ的串聯(lián)鏈滿足精度要求，并提供高于600 V的耐壓能力。使用等式15和等式16確定RZC1和RZC2的適當值：

最大輸入電壓為265 Vrms時，半個周期內(nèi)的峰值功耗為14.41 mW。

5.4 X電容選擇

X電容器是EMI濾波器的關(guān)鍵組件，并且逐線連接以抑制EMI噪聲。當電容器充電和放電時，在電容器的等效串聯(lián)電阻上消耗會功率，如等式17所示：

流過電容器的均方根電容器電流取決于線路均方根電壓、線路頻率和X電容器配置中的總電容。忽略寄生電感，x電容帶給線路的阻抗可以如等式18所示計算：

可以使用等式19計算X電容的功率損耗：

對于并聯(lián)最大線路電壓265 Vrms和0.33μF，每個的損耗因子為0.00022，X電容消耗的功率為6.4 mW。

5.5 有源X電容放電

某些應(yīng)用需要一種方法將EMI濾波器中使用的線間電容器在指定時間內(nèi)放電到合理電壓。這是為了確保AC插頭上的高壓不會無限期地保留。有幾種控制放電時間的標準，如IEC60950、IEC60065和IEC62368，總結(jié)在表4中。

表4.X電容器放電標準4

一種流行的做法是將泄放電阻與X電容器并聯(lián)放置。一般準則是每100 nF的電容需要并聯(lián)添加10MΩ的最大泄放電阻。對于330 nF的X電容，需要至少3.3MΩ的泄放電阻。

雖然這是一種經(jīng)濟有效的方法，但它會導(dǎo)致系統(tǒng)中額外的靜態(tài)功率損耗，增加待機功耗。對于85 VAC至265 VAC的輸入電壓范圍，3.3MΩ泄放電阻分壓器的功率損耗為21.2 mW。更有效的方法是使用有源X電容放電功能，該功能僅在檢測到AC斷開時才啟用。對于使用下游LLC級的AC/DC系統(tǒng)，此功能集成在UCC256301和UCC256304諧振控制器中。UCC256301和UCC256304能夠通過高壓引腳檢測AC線路，當檢測到AC斷開事件時，放電X電容。在穩(wěn)定狀態(tài)下，HV引腳的最大漏電流為7.55μA。每隔720 ms，UCC25630x轉(zhuǎn)換器將一個測試電流階梯應(yīng)用于線路，檢查過零以確定AC拔插事件。假設(shè)施加到HV引腳的電壓是等于AC線電壓的整流正弦波，則可以使用等式20計算最壞情況下的功耗：

5.6 橋式整流器

橋式整流器中的功率損耗是導(dǎo)通期間的正向電壓和每個二極管的寄生電阻的結(jié)果。每個二極管的總功率損耗用等式21表示：

最壞情況下的功率損耗發(fā)生在最小線電壓和最大負載時。對于2.1 A的峰值輸入電流、1 V的正向電壓和80mΩ的寄生電阻，可以使用等式22計算每個二極管的總功率損耗：

橋式整流器的總損耗如等式23所示：

二極管的正向電壓取決于溫度，其中正向電壓隨著二極管的結(jié)溫度的增加而降低。因此，在橋式整流器中，可以對結(jié)溫升高和導(dǎo)通損耗降低進行權(quán)衡。

5.7 MOSFET選擇

升壓開關(guān)元件中的總功率損耗可以通過由開關(guān)的導(dǎo)通電阻引起的導(dǎo)通損耗和驅(qū)動MOSFET的柵極的開關(guān)損耗來描述。可以用等式24計算導(dǎo)通損耗：

其中，I_{MOS_RMS}是MOSFET的均方根電流，R_{DS_on}是MOSFET的導(dǎo)通電阻，Co_temp是與導(dǎo)通電阻相關(guān)的溫度系數(shù)。開關(guān)中的最大電流出現(xiàn)在滿載和最小輸入電壓時：

導(dǎo)通電阻隨著MOSFET結(jié)溫的增加而增加，在傳導(dǎo)損耗等式中由Co_temp表示。在工作期間降低MOSFET的溫升可以降低傳導(dǎo)損耗。MOSFET中的開關(guān)損耗總結(jié)如下：

減少MOSFET的柵極電荷以降低上升和下降轉(zhuǎn)換時間是有利的。然而，對于600V MOSFET，在這方面的選擇有限。

6 待機功耗測量技巧

可以使用等式29計算PFC級消耗的實際功率：

由于UCC28056的突發(fā)模式特性，輸入功率變化通常非常高，并且難以從瞬時功率測量進行精確測量。使用具有積分功能的功率計可以讓用戶在設(shè)定的時間間隔內(nèi)積分mWh，然后執(zhí)行簡單計算以獲得PFC級消耗的平均輸入功率。圖3顯示了UCC28056EVM-296上待機功耗測量的正確連接。

功率表

圖3.待機功耗測量連接

6.1 功率表連接和設(shè)置

強烈建議將PFC級的輸出與任何測量儀器（如電子負載或電壓表）物理斷開。由于PFC級的輸出是相對較高的電壓，測量儀器吸收的漏電流可能導(dǎo)致10 mW的輕負載，這將人為地增加待機功耗測量值。為了防止AC線電壓測量的功耗使待機功耗結(jié)果增加，將電壓測量的正極端子連接到面向AC電源的電源線也很重要。。由于PFC級在待機狀態(tài)下吸收的電流非常小，因此線電壓的測量誤差小到可以忽略不計。將電流表連接到中性線，以避免高頻噪聲和電容耦合增加電流測量讀數(shù)。

AC功率表

圖4.AC功率表連接

線電壓和線電流測量的更高精度可降低測量的噪聲基底，并減少測量間隔內(nèi)積分的誤差量。建議使用盡可能低的電壓范圍。電流范圍必須足夠大，以測量突發(fā)期間的峰值線電流。建議使用電流探頭測量峰值線電流，并選擇恰好高于最大測量線電流的電流范圍。

6.2 平均輸入功率計算

在積分模式下，功率表計算PFC級在測量間隔期間消耗的功率量（mWh）。然后可以使用等式30計算平均輸入功率：

6.3 待機功耗和效率測量

表5總結(jié)了PFC設(shè)計從85 VAC到265 VAC的待機功耗測量。

表5.待機功耗測量

圖5總結(jié)了線路和負載的效率性能。

圖 5.效率與輸出功率

7 總結(jié)

UCC28056可在整個負載范圍內(nèi)提供卓越的待機功耗和效率性能，使設(shè)計能夠滿足最新的功耗標準。UCC28056的突發(fā)模式運行可實現(xiàn)高輕載效率，使設(shè)計即使在低功耗模式下也能保持PFC開啟。通過使PFC持續(xù)開啟，可實現(xiàn)更窄的輸入電壓范圍，簡化整體系統(tǒng)復(fù)雜性以及下游轉(zhuǎn)換器的設(shè)計。

8 參考文獻

1. Texas Instruments, A Design Review of a Full-Featured 350-W Offline Power Converter

2. Texas Instruments, Power Stage DesignerTM User's Guide

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